反激式的开关电源变压器在平时运用的过程中，所遭受的传导滋扰紧张有共模滋扰和差模滋扰两种情形。共模滋扰电流在零线与相线上的相位相等，而差模滋扰电流在零线与相线上的相位相反。差模滋扰对总体传导滋扰的影响较小，且紧张集中在噪声频谱低频端，较随意马虎抑制。比较较而言，共模滋扰对传导滋扰的影响就非常大了，且紧张处在噪声频谱的中频和高频频段。对共模传导滋扰的抑制是电子设备传导EMC设计中的难点，也是最紧张的任务。
寄生电容在反激式电源变压器中的分布
与其他的变压器产品一样，在反激式开关电源的电路中，也同样会存在一些电压剧变的节点。这些剧变的节点和电路中其他电势相对稳定的节点不同，它们的电压包含高强度的高频身分，因此我们常日将这些电压变革十分生动的节点称为噪声生动节点。这些噪声生动节点，实在便是开关电源电路中的共模传导滋扰源，它浸染于电路中的对地杂散电容就产生共模噪声电流ICM。而反激式电椅变压器的主电路系统中，对EMI影响较大的对地杂散电容紧张有以下几种，分别是功率开关管的漏极对地的寄生电容Cde、变压器的主边绕组对副边绕组的寄生电容Cpa以及变压器的副边回路对地的寄生电容Cae。除此之外，电源变压器的主、副边绕组对磁芯的寄生电容Cpc、Cac以及变压器磁芯对地的寄生电容Cce，也同样会对EMI产生较大的影响。这些寄生电容在电路中的分布如上图所示。
在上图所展示的反激式电源变压器寄生电容分布图中，我们可以很明显的看到，共模电流ICM在这一电路中的耦合路子紧张有3条，分别是从功率开关管的d极通过Cde耦合到地、从噪声源通过Cpa耦合到变压器次级电路再通过Cae耦合到地，以及从变压器的前、次级线圈通过Cpc、Cac耦合到变压器磁芯，再通过Cce耦合到地。这3种电流是构成共模噪声电流（也便是图1中的玄色箭头所示）的紧张成分。共模电流利过电源线输入真个地线回流，从而被LISN取样丈量得到……
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采取UC3842的反激开关电源调试
说到精良的电源掌握芯片，UC3842绝对值得一提。无论是新手还是具有一定履历的人士，都对这款电源管理掌握芯片印象颇深。在本篇文章当中，将为大家着重先容反激开关电源当中的UC3842，对这款芯片在单端反激开关电源中的调试跟踪进行讲解。
为了充分理解反激式开关电源的事情事理，本文中没有利用那种集成mos管的芯片，而是利用uc38xx芯片自己设计外围电路，自己来打算变压器参数，这样灵巧性较大的同时，能更好的看到各个点的波形。方便剖析。乃至反馈环路都在一个电路里设计了两个不同的反馈办法，但须要把稳的是，不能同时焊上去。下面先来看看事理图吧。
图1事理图
如图1所示，事理图中既有赞助绕组电压反馈，又有TL431加光耦。当然这两部分电路不会同时焊上去，为了往后往后的比实验。须要解释的是，由于不是做产品，只是为了做实验，以是板子画的不是很规则，100100mm的板子在网上打样是最便宜的。为了调试方便，特意在在空旷的地方画了一片洞洞板。
图2
下面是设计的紧张参数，磁性选择EE28，匝比6：1，低级绕组30圈，线径0.71mm，主输出5圈线径0.5，四股并饶，赞助绕组5圈，线径0.21，单股。。气隙，打算为0.44mm，低级电感打算为196uh。垫了四层马拉胶带，测得低级电感为210uh，差不多了。低级漏感约7uh。
图3是变压器和找的一个电容。
图3
本篇文章讲解了UC3842在单端反激开关电源中的调试进行了讲解，希望大家在阅读过本文之后能够对UC3842的运用有进一步的理解和认识……
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关于DCM反激式变压器完通盘算
之前写过一个CCM模式下的反激式变换器打算文件，内容比较详细，而在很多运用下，变换器须要设计到DCM下，而DCM反激式变压器的打算每每不如CCM下的打算那么为人所熟知，这个帖子先容一下我自己一贯利用的方法。
由于存在诸多掌握模式，这里仅先容定频PWM的掌握模式。
相信对付DCM和CCM之间的差异无需赘述，任何一本开关电源书本中都能够找到答案。用一句大略的话讲，CCM，表示的是电感的励磁韶光和退磁韶光之和恰好即是开关周期，换句话说，每一个周期，退磁结束或者说励磁开始的瞬间，电感电流不为零；DCM，则表示电感的励磁韶光和退磁韶光之和仍旧小于开关周期，也便是说，开关周期内，有一段韶光没有电流流过电感，这段韶光电感每每会和一些寄生参数产生谐振，称为自由振荡韶光。
反激式变压器或者说反激式电感的设计最随意马虎按照能量守恒的事理来做，由于电感内部的能量都是先存再放的。对付DCM，每一个周期内通报的能量可以大略地表示为：
E=LpIpk^2/2
Lp是低级电感量，Ipk是低级电感峰值电流。
变压器输入真个功率可以表示为：
Pin=fLpIpk^2/2
f是开关频率。
这个式子中，频率是我们可以最先确定的，那么剩下了要确定的便是低级电感峰值电流和电感量，而这两个参数的选取又是相互制约的。在确定这两个参数之前，我们还要先确定一下匝比，或者说次级反射电压。
开关管开通即电感励磁，Ton=LIpk/Vin;开关管关断即电感退磁，Toff=LIpk/Vor，Vor=n(Vo+Vf)。假设Ton和Toff之和恰好即是T，即表示变换器事情在CCM和DCM的边界处，即BCM，事实上，我们要使变换器一贯事情在DCM，最少要担保最恶劣情形下（Vin最低，负载最重）变换器在BCM上。在BCM这一点，所有关系可以用CCM下打算，因此占空比可以表示为：
D=Vor/（Vor+Vin）
现在就可以采取BCM这一点打算电感量了，打算得到的电感量是实际许可利用最大电感量。打算之前首先任意选取一个Ipk，那么BCM这点的电感量可以表示为：
L=VinD/（Ipkf）
这里利用Vin的最低值带入。上述打算过程没有考虑到能量守恒问题，此时打算得到的电感仅仅作为参考。因此接下来要验证L和Ipk的取值是否合理。将上面打算得到的L和任意选取的Ipk带入到Pin=fLpIpk^2/2求得Pin，然后根据哀求的Po看一下效率是否合理，由于Ipk是任意选取的，效率可能会涌现不合理的高（乃至Pin小于Po），或者不合理的低，前者的话，须要带入一个更大的Ipk重新打算，后者反之，末了得到一个合理的效率。
到这里，打算并没有完成，由于实际上，考虑莅临盆时电感量的偏差（最少5%）以及效率估计的禁绝确（在低压输入下情形尤为严重），我们可以选取的电感量比BCM这一点的感量要低，才能确保变换器事情在DCM下。
因此，根据打算得到的BCM这点的电感量，常日再打个9折。电感量一变动，则相应的Ipk也要增大，终极担保一个得当的Pin或者说合理的效率……
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三种反激变压器峰值感量办法打算穷究
由于电路大略，转换率高，反激变压器被运用在很多电路设计当中。与此同时，反激变压器也是很多电源设计者研究的工具。个华夏边峰值电流Ip的算法是比较值得研究的一项。
经由对资料的总结，总的来说反激变压器的原边峰值电流Ip和原边感量Lp有三种算法，本篇文章就将对这三种算法进行较为深入的谈论。
公式一：按照原边电流波形用能量守恒(功率面积)推算出来的Ip公式
公式二：按照原边电流波形用能量守恒(均匀电流面积)推算出来的Ip公式
公式三：大部分资料中利用的公式
如果假设Vin=100，Krp=0.4，η=80%，Pout=10W，Dmax=0.4，一为0.45A，二为0.39A，三为0.25A。那么到底哪个更靠近实际值?
图1
公式一对应连续式反激设计；公式二对应宝典；公式三对应网络上的资料；这三种打算方法看上去都没有问题，推算出来的Np和Ns值相差无几，但是带入相同数值时得出的结果却存在差异。
这是由于公式当中存在如下的问题：打算LP，一样平常是用△i;△i=峰值电流-电感直流电流;KRP的定义是纹波电流与峰值电流的比值，IpKrp=△i；不管是DCM模式，还是CCM模式，打算LP肯定是用△i。由于△i=VTON/LP，便是这样定义的。
第一种、第二种公式实际上该当是个人或者芯片公司给出的资料。第三种公式是临界模式下的打算公式，而不是CCM模式。我们可以先打算出来低级的均匀电流、DMAX，然后通过设置的这个比例(KRP)。分别打算出低级的峰值电流、纹波电流、有效电流、电感直流电流。
实在想要验证这三种公式是否精确并不难，只须要利用PI的软件打算出结果后将数值带入公式进行验证即可……
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反激电源中UC3842缺点运用实例剖析
UC3842是一款性能极佳的电流掌握芯片，由于外围电路大略性能高，收到很多设计者和新手的追捧。随着运用的逐渐广泛，与UC3842干系的问题也越来越多的暴露出来。在反激开关电源当中，UC3842被利用的最为频繁，干系的问题也最多。
本篇文章就对UC3842在反激开关电源当中碰着的电路设置问题进行了举例，并进行剖析和解决。
图1
图2
如图1和图2所示，这张电路事理图本身存在问题，会导致成品不能正常运行，下面就把涌现的问题进行罗列，并逐一办理。输入带宽为75V-400V互换电，输出24V直流，电流最大2A。
按照图1进行电路搭建之后会涌现如下问题：
1、满载输入75V-120V互换电的时候变压器很响，输入120-300V互换电的时候变压器就不会有声音，满载的时候220V互换输入几分钟变压器和mos管和输出二极管都很烫(24°空调房里面老化)。
2、反馈该当是接在电感L15后还是该当接在前面？
3、UC3842是否须要采纳两脚接地的办法?
4、将UC3842的3脚和4脚加一个220pf陶瓷电容后，输出空载和轻载时输出电压在几秒内从24V上升到60V，导致电容爆炸。但是在满载状态下(2A电流输出)就不会涌现爆炸的情形，缘故原由是什么？
5、整流桥后的整流滤波电容取不同值为何对变压器的噪声有影响?
6、电容C4在100nf的时候，输出电压24V电压是幅度很大的锯齿波形状，当改成4.7nf的时趋于平滑，这是什么缘故原由导致的?
实际上，图1的这张电路事理图存在比较明显的设计问题，须要从整体角度出发进行全新的设计。下面给出修正额几个问题关键点。
1、 图纸上的输入电途经于简洁，建议重新进行修正。
2、 在负四十度的事情环境下，可以将输入电容更换成220UF/400V的电解电容。
3、 RCD缓冲电路的参数及“容量”不敷(去掉C8、R52);----设计合理，可以用800V的MOS
4、 在考虑三重绝缘线和挡墙间隔的条件下，可以采取EER2828L或者是PQ3225磁芯。
5、如果哀求+75℃事情，在设计合理的情形下，MOSFET可以用800V的(7N80)，但是MOS须要额外的驱动。
6、可以不该用UC3843而采取NCP1252，或者其他一些电流模式掌握的轻载降频芯片。这里须要解释的是，如果是在非常规的产品设计上利用UC3843，是无法得到任何上风的，并且还有可能带来反面的浸染。比如短路、欠压保护、过流保护、软启动、斜率补偿、空载问题等等，都可能是潜在的问题。
本篇文章以UC3842在反激电路中一种运用为案例，对其进行了较为全面的剖析，并对创造的问题进行了逐个剖析与办理，希望通过阅读此文，能让大家对UC3842的运用有进一步的认识……
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逐步讲解 CCM反激变压器的打算剖析
CCM是电感电流连续模式的简称，目前采取这种模式的反激变压器正在逐渐盛行起来。无论哪种类型的变压器，打算方面的问题永久是最繁芜的，网络上关于电路设计和硬件方面的资料很多，但是对打算部分进行详解的文章却比较少，
以是在这篇文章当中我们将主讲CCM模式反激变换器的各种打算公式，以及波形。
基本参数
最小直流电压Vdcmin：100V开关频率F：65KHZ
最大直流电压Vdcmax：375V反射电压VOR：120V
输出电压Vo：12V原边开关管压降Vdson：0.5V
输出功率Po：100W（8.33A）输出整流管压降Vd1：0.5V
变换效率η：0.9VCC整流管压降Vd2：0.5V
次级匝数Ns：7T磁芯：EER35/40
注：1、非实际产品，仅做举例。
由于HVDC电压的大小与Cin、温度密切干系，故不定义Vacmin；
3、原边电流的打算，实在是参考了《开关电源手册》，见p156--p180，110W反激变压器设计，原文中定义的原边电流，IP2=3IP1，即KRP=0.66。本文中用X、Y、Z来描述原边电流，即固定X=10，Y为任意值，KRP也就为任意值。
4、损耗的打算参考了《开关电源仿真》p542，90W反激变压器设计。
5、各种公式再陆续补充、改动；
6、打算结果利用了PI的电子数据打算表格核算，代入干系关键参数即可。
图1
注：由于VDS的峰值电压与漏感有密切关系，故打算式中没有包括尖峰电压；
原边有效电流的打算公式取自于《开关电源仿真》。
须要把稳的是，这里TON、TOFF标反了，由于影响不大以是暂时就不改了，下一步是原边的各种损耗打算……
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