电源调制或包络跟踪（ET，envelope tracking）作为元件包含在较低微波频率范围（高达2 GHz）的几种商用手机中，适用于低于1W功率级的砷化镓（GaAs）PA。本文将谈论扩展到在氮化镓（GaN）中实现的更高频率的PA。供应了载波频率在10 GHz范围内且旗子暗记带宽在几百兆赫范围内的电源调制GaN发射机的详细示例，并谈论了进一步增加带宽的寻衅。
先容和背景图1（a）中的方框图回顾了一个基本的ET PA发射机，个中供应给PA的电源电压根据旗子暗记的时变包络进行动态变革，以便PA保持靠近总是处于压缩状态，此时其效率很高。图1（b）显示了几个电源电压作为PA输出功率函数绘制的功率附加效率（PAE）示例：如果动态电源可以跟随PAE曲线的峰值作为旗子暗记包络（因此，输出功率）变革，这种方法可能导致RF PA的均匀效率大幅提高。然而，整体系统效率包括PA和动态电源（旗子暗记调制器）的损耗，并且难以实现宽带旗子暗记放大所需的高效率，高精度和高压摆率。
图1（a）示出了包络调制器的范例实现，其具有有效但慢速的开关模式转换器以及效率较低但速率较快的线性放大器（拜会例如[3]）。在蜂窝运用中，ET在手机中已经商业化，并且也被发起用于基站。 2013年，用于手机的高通QFE 1110包络跟踪器芯片被宣扬为第一款发布的跟踪器，并很快被包含在许多3G / 4G手机的发射器中（例如在亚马逊Fire中）。
图 1
图1.（a）ET PA发射机方框图，显示了在现场可编程门阵列（FPGA）中实现的数字基带和掌握部分; 包络调制器由一个高效率，慢速开关电源和一个快速，低效的线性放大器组成，事情在几十到几百兆赫兹的旗子暗记包络带宽内，而带有驱动器的RF PA事情在载波频率为 千兆赫范围。 （b）GaN PA的样品PAE曲线作为各种电源电压的输出功率的函数，显示了高均匀效率操作所需的电源电压变革。 PWM：脉冲宽度调制; D / A：数字到仿照; WCDMA：宽带码分多址; PDF：概率密度函数。
表1列出了运用供应调制或其他方法的早期公布的贡献择要，个中突出了干系研究中选定的事情。表1中所示的不同PA类型（极性（polar），宽带ET（WBET，wide-band ET），稠浊包络肃清和规复（HEER，hybrid enve- lope elimination and restoration），利用非线性组件的线性放大（LINC，linear amplification using nonlinear components）和电源调制（SM，supply modulated）]是电源变革调制并在干系文献中详细谈论。演示紧张在S波段或低于S波段，并显示一些高复合PAEs（CPAE），当带宽低于5 MHz对付具有同相/正交（I / Q）的旗子暗记，效率乃至高于60％。
表1.已有的供电电源调制技能概述。
在早期的X波段事情中，GaAs金属半导体场效应晶体管X波段功率放大器的特色是静态的。最近，已经证明了具有更高旗子暗记带宽的ET;例如，有文献报告了100MHz I / Q带宽具有70％搞笑包络调制器的X波段PA。
虽然图1解释了标准的ET方法，但图2描述了几种最高级别的电源调制发送器架构。常日提出的提高效率的三种架构是Doherty放大器，异相（outphasing）放大器和ET放大器。后者一定包括电源调制，而Doherty和异相（outphasing）放大器可以通过添加可变电源进一步改进效率。在Doherty和Outphasing方法中，PA1和PA2处于相同的载波频率。虽然两者都以负载调制为特色，但输出组合（合路）器不同，并且两个PA仅在异相（outphasing）情形下是相同的。
图2
图2.发射机架构的一样平常框图，可提高高PAR旗子暗记的效率。 在Doherty和异相（ outphasing）方法中，PA1和PA2处于相同的载波频率。 虽然两者都以负载阻抗调制为特色，但输出合路器是不同的。 PA1和PA2仅在异相（ outphasing）情形下是完备相同的。 在ET中，输出组合发生在PA中。 DAC：数模转换器。
供电调制发射机设计的主要考虑成分在包括支持电源调制器的所有方法中，无论是ET，Doherty还是异相（outphasing）PA，繁芜性和部件数量都会增加，以及须要额外的线性化技能。对付任何实用的架构，性能增益必须足够大，以担保增加的繁芜性和本钱是值得的。该主题在例如在干系文献中有所谈论，个中对付相同的实验GaN PA和定制设计的电源调制器两个轨迹进行比较。一个案例描述了利用恒定电源的最大略驱动调制（在这种情形下，对付0.25-μm GaN工艺，供电电压为32 V）和图3中的轨迹类似曲线G，峰值电压达到32 V，比较结果总结在表2中。把稳，供电调制轨迹导致丈量的复合均匀发射机PAE为52.5％，具有8-MHz PAR旗子暗记的8W均匀输出功率以及具有23MHz的电源调制器带宽。宽带码分多址（WCDMA）下行链路旗子暗记的线性度知足哀求，偏差矢量幅度（EVM）低于1％。为了知足这种情形下的线性度，PA的均匀漏极效率为75.9％，而恒定漏极电压情形下效率为30％。
图3
图3.（a）已在ET系统中履行的各种轨迹和（b）许可各种轨迹和线性化的ET系统的框图。 功能块“旗子暗记分离（signal split）”表示在数字基带中实行的轨迹操作。 ADC：模数转换器; DPD：数字预失落真。
通过不雅观察两个轨迹的耗散热量，可以从表2中的结果得出一个有趣的结论。当ET轨迹与这种高效PA的恒定供电情形比较时，打算表明，利用电池供电时，电源调制发射机的利用寿命将延长75％，而与固定电源电压比较，功耗将降落43％。 PA功耗从19.8 W降至2.7 W，同时降落了散热哀求。在供电调制发射机中，产生的热量减少61％;更主要的是，PA中的晶体监工作热量减少86％，这意味着微波晶体管可以在更高的电压下事情，并且具有更少的热引入影象效应。功耗不仅降落，而且还在PA和电源调制器之间分配，进一步降落了散热哀求和热器件的应力需求。
表2
表 2.具有5 MHz 7-db PAR旗子暗记的GaN PA在恒定电源供电和效率优化的动态电源的性能比较。 晶体管的功耗大大降落，除了省电外，还可以进行更低的操作温度。 利用eT，晶体管的热量减少86％。
常日，供电调制的PA系统比传统的PA更繁芜。在PA中履行电源调制存在许多寻衅，从高效PA设计开始，包括高效电源设计，线性化和发送器集成。个中一个紧张困难与旗子暗记带宽有关。在各种类型的ET发射器中，电源常日连续跟踪旗子暗记包络，这可能是I / Q旗子暗记分量带宽的许多倍。对付LTE旗子暗记的大略示例，图4中显示了四音旗子暗记和LTE旗子暗记的I / Q和包络功率谱密度，这些图示表明包络调制器须要遵照的带宽急剧的增加。幅度通过零的复调制旗子暗记在时域中会产生尖锐的幅度零点，从而也会增加对带宽的哀求。
图4
图4.（a）四单音旗子暗记的I（赤色），Q（蓝色）和包络（玄色）功率谱密度以及（b）LTE旗子暗记，显示供电电源跟踪必须的带宽扩展。 虽然I和Q完备在5 MHz带宽内，但幅度带宽的频率身分远远超过旗子暗记的20 MHz 。
对付电源具有所需带宽的旗子暗记，通过电源调制全体包络仍旧是不利的，从而产生Vsupply与RF包络（Vin或Vout）的轨迹。这是由于对付更高的电压电平和有限的电压摆幅，电源常日更有效;在低功率水平下，效率并不主要，驱动调制是更好的选择。电源范围取决于旗子暗记类型以及PA类型。图3（a）解释了在文献中报告的几种可能的输入轨迹，定义为一样平常非线性干系Vsupply（Vin），包括具有恒定Vsupply的传统线性PA（线A），包络肃清和具有常数的规复和全电源调制（B），ET（C），部分漏极调制（D），部分电源调制（E），最小驱动（F）的偏移电源，以及遵照给定参数的最佳路径（例如，增益，线性或效率）（G）。还显示了针对7-dB PAR预处理的WCDMA旗子暗记的电压概率密度函数（PDF），以进行比较。
包络调制器须要高效，同时支持越来越大的旗子暗记带宽，这意味着大的转换速率。对付脉冲宽度调制（PWM）掌握的开关模式电源，这进一步意味着更高的开关频率，从而从根本上导致效率的低落。此外，包络调制器负载是大旗子暗记操作下的PA，常日在低频（包络带宽）范围内的非线性模型中没有很好地表征。当旗子暗记带宽很高时，这种复阻抗可以从直流到几百兆赫兹范围内变革很大，这是动态电源设计中所必须要考虑的变革。
PA设计也是非传统的：PA常日不能设计成在任何特定的事情模式下事情（例如，F类或E类），由于器件在基波和谐波处的非线性阻抗取决于电源电压。因此，有源器件非线性模型必须适宜一系列电源电压。 PA漏极偏置线必须是低通滤波器，它通过全体包络带宽（有时几百兆赫兹MHz），这意味着须要肃清旁路电容。这反过来会影响PA的稳定性并且难以剖析，由于全体频带上的动态电源阻抗可能不知道器件增益。在集成电源和PA时，互连常日是一种分外类型的滤波器，旨在知足包络带宽哀求和电源-PA的阻抗哀求。全体发射机的集成可以导致具有非常不同韶光等级的旗子暗记之间的耦合，例如，动态电源的切换可以在输出中引入噪声，同时屏蔽和布局以及小型化变得主要。
电源调制（Supply modulation，既ET）在实质上是非线性的，并且在电源调制发送器中存在各种形式的失落真。载频放大器引入非线性，韶光不变的幅度 - 幅度调制（AM-AM）以及幅度 - 相位（AM-PM）调制，可通过查找表（LUT）进行校正。而电源模块常日引入时变线性失落真，可通过数字均衡进行校正。此外，还存在非线性影象效应，这取决于器件技能和偏置线设计。首先理解然后分别纠正不同的失落真以避免过于繁芜的数字预失落真算法是明智的。
电源调制发射机特有的非线性特性之一是环路和驱动馈电旗子暗记之间的韶光没有对准。 RF波形在栅极输入（用于场效应晶体管器件），而电源波形通过漏极偏置线输入，并且这些波形须要适当地韶光对准。例如，对付5 MHz WCDMA旗子暗记，对齐须要在旗子暗记带宽反比的2％旁边，或4 ns。例如，可以通过最小化相邻信道功率比（ACPR）或者利用诸如高斯啁啾（ Gaussian chirps）的特定旗子暗记来快速确定所需的延迟。此外，当代系统包括闭环反馈以调度定时。该监控系统反馈PA输出的副本旗子暗记，并对其进行下变频和数字化，并将结果与所需旗子暗记进行比较。利用数字预失落真可以数字化地减少失落真，数字预失落真已经用于许多非供电调制发射机的线性化，例如基站中的Doherty PA。与全体系统的效率增益比较，用于旗子暗记反馈赞助吸收机的功率花费本钱常日可以忽略不计。
全体ET发射机的仿真很困难，特殊是对付宽带旗子暗记以及包含开关DC-DC转换器的PWM时。包络瞬态仿真的收敛难度是多个韶光常数存在的结果，须要在一次仿真中结合谐波平衡，全波场剖析和系统级剖析。仿真和硬件中的效率丈量包括电源调制器和PA效率随韶光的变革。瞬时效率和均匀效率是干系的，后者取决于旗子暗记统计特性。
用于动态电源发射机中的GaN单片微波集成电路PA和调制器
本文先容的电源调制功率放大器采取Qorvo（TriQuint）150纳米碳化硅（SiC）工艺设计的。这款功率放大器的设计考虑了电源调制，个中PAE，Pout和增益在一系列电源电压下进行设计权衡。图5显示了两级10 W功率放大器的仿照和丈量静态性能，个中丈量数据是通过芯片（die）键合（die bond-wired）连接到夹具 - 氧化铝50-X线得到的。 PA在输出级利用4个10X90-μm器件，饱和增益为20 dB。仿照利用基于Angelov的模型进行，并包括与外部氧化铝微带线的键合线电感。
图5
图5.（a）在GaN-on-SiC 150-nm Qorvo工艺中制造的X波段MMIC PA（3.8 mm＃2.3 mm）的几个电源电压的丈量效率与输出功率。 （b）MMIC安装在载体上并与氧化铝50-X线粘合。 键合线在HFSS中仿照，电抗包含在MMIC的设计中。
如果可以在包络带宽和高压摆率（slew rates）下调制电源，则可以跟踪图5中的效率曲线的峰值（用点显示）。对付图5所示的PA，可以确定“轨迹”，即电源电压和输入旗子暗记包络之间的预先描述的函数，以最大限度地提高效率，增益线性度或功率，或者考虑到一些权衡：这便是包络调制器须要遵照的。对付具有中等带宽（几十兆赫兹MHz）的旗子暗记，这可以通过利用图1（a）所示架构的连续跟踪来实现;如果有一个非常快速和高效的DC-DC转换器，则不须要快速的线性放大器。对付具有较大带宽的旗子暗记，非常快速的电源将降落效率，并且可以在实行均匀跟踪的情形下进行折衷，例如，干系研究中利用了连续变革的动态电源或具有离散多个功率电平的电源。
设计在与PA相同的150nm GaN工艺中的降压开关转换器（Buck）调制器如图6所示，以及在100 MHz切换时的丈量效率。该电路采取标准的四方扁平无引脚（QFN，quad flat no-lead）封装，效率包括封装损耗和寄生效应。为了跟踪20MHz LTE旗子暗记的包络，现场可编程门阵列（FPGA）产生PWM序列，供应低侧和高侧旗子暗记。
图6
图6.（a）采取QFN封装的Buck电源转换器MMIC的布局。 （b）在100MHz切换时丈量的效率和（c）20MHz LTE旗子暗记的丈量和仿照的包络跟踪效果。
在ADS Ptolemy中利用微波非线性模型对开关器件进行仿真，结果与丈量结果非常吻合，如图6（c）所示。空想包络与丈量以及仿照包络之间的均方根偏差为4.5％。在仅耗尽模式的场效应晶体监工艺（depletion-mode-only field-effect transistor process ）中实现的这种快速，有效的dc-dc转换器也可以组合在多相转换器拓扑中，以增加带宽跟踪而不降落效率。在干系文献中宣布了几种这样的dc-dc转换器。
图7
图7.针对10-MHz LTE包络旗子暗记优化的四分立电平转换器的输出电压和（插入）GaN管芯的照片。 该电源转换器实现了97.3％的电源级效率。
对付多级离散跟踪，有人已经演示了两个单片微波集成电路（MMIC）多电平电源：四电平电源和八电平、三bits电源，具有如下所述的架构。 图7显示了四电平MMIC的跟踪，对付10 MHz LTE包络旗子暗记，在3.5 W均匀输出功率电平下实现了超过97.3％的电源效率。
图8
图8.（a）用正弦波示例解释（b）八电平GaN MMIC电源的离散跟踪。 （c）与矩形脉冲比较，在PA的输出端得到具有Blackman amplitude调制包络的FM雷达脉冲的丈量频谱。 频谱限定得到显著改进，同时在10 GHz时保持总效率> 44％。 pHEMT：伪晶高电子迁移率晶体管。
图8显示了跟踪具有10 GHz载波的调幅雷达脉冲时八级MMIC电源的结果。引入幅度调制来限定频谱带宽，ET可以在这种情形下保持效率，这是由于PA（图5）和动态电源的高效率所致。组合效率为44％，供电电源的效率为84％，PA效率为52.4％，在脉冲持续韶光内均匀为每脉冲3.3W功率。与[-58-dB]空想情形比较，文献中描述的数字预失落真导致-52 dB的第一旁瓣电平。为了比较，具有相同频率啁啾的矩形脉冲旗子暗记具有-13dB的旁瓣电平，组合效率为50％。与PA MMIC集成的八电平MMIC还具有20 MHz LTE旗子暗记以及Chireix PA MMIC 的测试结果。
宽带旗子暗记跟踪图9
图9.与恒定的20V电源情形比较，在LTE旗子暗记的电源调制下，MMIC PA的仿照瞬时PAE和饱和增益。 绘制LTE旗子暗记的输入和输出PDF以显示针对旗子暗记统计的PAE改进。 在这种情形下，两级功率组合PA的两个级都被同时进行电源电压调制。
图9示出了来自图5的PA的仿照总效率（ADS Ptolemy），个中来自图6的降压转换器跟踪器用于具有PAR = 7dB的20MHz LTE旗子暗记。与20 V时的恒定电源情形比较，均匀功率为34 dBm，韶光均匀PAE从26％提高到48％，提高了22个点。在图9中，将瞬时PAE和饱和增益与LTE旗子暗记的输入和输出PDF一起绘制。然而，随着旗子暗记带宽的增加，效率的提高会显著降落。对付在不久的将来预期的更高带宽旗子暗记，超高频（UHF）放大器可以通过赞助降压转换器（Buck converter）来有效地放大高频旗子暗记。集成在相同GaN工艺中的示例UHF共源共栅PA在超过120 MHz的带宽内具有超过80％的PAE和高增益，400 MHz的带宽内PAE超过60％高达 。这个放大器与图6中的切换器集成可以跟踪130 MHz的波形，如图10中的丈量波形所示。
图10
图10.图6中MMIC与来自文献中的共源共栅GaN MMIC PA的集成丈量结果，（a）跟踪130 MHz正交频分复用旗子暗记，个中（b）切换器覆盖直流 -5 MHz，共源共栅覆盖5-130 MHz（互换耦合用于测试目的）。 输出功率为7.14 W，总效率为74.9％。 切换器输出为1.97 W，均匀效率为85.7％，而共源共栅供应5.17 W，效率为72.4％。
对付八电平电源的情形，图11显示了对付PAR = 11.4 dB（运用数字预失落真）的20 MHz LTE旗子暗记丈量的输出频谱和时域包络波形。 10 GHz时的总效率（PA与电源相结合）为32％，均匀输出功率为0.85 W，测得的EVM = 5.2％，相邻信道泄露比= 33 dB。在这种情形下，固定电源电压供电时的效率仅为11％，因此我们再次看到21%的效率改进。
图11
图11.（a）丈量频谱和（b）由8电平电源跟踪的20 MHz LTE旗子暗记的时域包络波形，器PA和电源的总效率为32％。
由于集成宽带，X波段，电源调制功率放大器的所有必要部分都已经单独展示，下一步是完备集成。图12显示了集成了10 GHz 10 W功率放大器，带有驱动电路的降压电源转换器（Buck converter ）和UHF共源共栅PA的GaN MMIC，个中包含所有输入和掌握旗子暗记的连接器。唯一的片外组件是一个滤波器，用于确定降压Buck和共源共栅电路之间的带宽划分。
图12
图12.集成的10-GHz PA，降压Buck100-MHz开关电源和UHF共源共栅PA封装在一个完全的5X6-cm电路中，旨在有效跟踪> 300 MHz包络带宽的旗子暗记。
随着商用无线通信从4G发展到5G，旗子暗记带宽不断增加。在载波聚合中，来自多于一个频谱频段的旗子暗记同时发送，纵然对付恒定包络旗子暗记，也会产生净大PAR。一些5G系统被分配到毫米波范围（6-30和30-100 GHz）的频段，估量旗子暗记带宽从200 MHz到2 GHz。这也与现有的卫星多载波旗子暗记有关，PAR值在13 dB范围内，旗子暗记带宽远远超过200 MHz。作为办理此问题的可能方法的解释，图13显示了250 MHz带限噪声旗子暗记的包络及其减少带宽的版本，可以通过四级电平跟踪器来实现，这将导致与AB类PA直接驱动调制方面的效率比较有20个点的效率改进。
图13
图13. 250 MHz带限噪声旗子暗记的仿照包络及其减少的带宽版本，可通过四级电平跟踪进行调度。 与利用恒定电源电压的直接驱动调制比较，这将使AB类PA的效率提高20个点。
供应电源调制以提高Doherty和异相（Outphasing）PA的效率
电源调制可用于进一步提高负载阻抗调制PA架构的效率，例如Doherty和异相（Outphasing）放大器。在Doherty功率放大器中，电源调制已被用于调制载波（主）放大器，以在更高的回退（ backoff）功率水平下进一步提高功放效率，如图14所示。效率与回退的关系也勾画出来，显示出可能性当仅跟踪主载波放大器以及载波放大器和峰值放大器同时跟踪时的效率改进。 研究职员研究了一个电源调制的X波段Doherty GaN MMIC PA的特点。如图15所示，测得的芯片输出功率大于36dBm，在10GHz的峰值PAE为47％时。在高达25 dBm的输入功率下，可得到大约9.2 dB的增益，增益平坦度为±0.1 dB。 6 dB和10 dB功率回退时的PAE分别为41％和31％。对付10 Mb / s偏移正交相移键控旗子暗记，ACPR（10 MHz）在最大输出功率时> 30 dBc；在没有线性化技能，10 dB输出功率回退时> 33 dBc。
图14
图14.（a）仅调制载波PA的Doherty PA的效率解释：即（b）中的虚线B 。 通过调制峰值放大器可以进一步提高效率。 DSP：数字旗子暗记处理器。
图15
图15.丈量的线性度高达10 dB退避，没有10 GHz Doherty MMIC PA的数字预失落真（如插图所示）。
在Chireix异相（outphasing）功放架构中，非隔离合路器能够实现负载调制并保持高效运行。在LINC异相（outphasing）功放架构中，隔离式合路器供应线性放大，代价是输出功率低落时效率变低。恒定电源供电的异相（outphasing）功率放大器的一个缺陷是须要相对较大的异相角和只能实现小输出功率范围的高效放大。这些缺陷可以通过增加电源调制来改进，由于两个旗子暗记矢量（如图16所示）的长度也可以变革，从而减少了在大角度上快速改变相位的须要。这已经通过供应给输出级晶体管的多个离散电压电平得到了证明。由于Chireix和LINC发射器都至少有两个放大器，电源电压可以以相同的办法改变，也可以在两个放大器之间变革。
图16
图16.具有离散多电平电源电压的异相（outphasing）功率放大器，显示在恒定电源电压（右上）和异相（outphasing）采取电源调制（右下）结合的纯异相情形下输入到PA1和PA2的旗子暗记矢量。 后者表明，当包括电源调制时，须要更小的总异相角。
为了测试各种类型的异相（outphasing）功率放大器的电源调制特性，在150纳米GaN工艺中设计了单级功率放大器，并在稠浊Chireix（非隔离）和LINC（隔离）架构中利用各种输出合路器进行了测试（图17）。具有优化谐波终真个PA表现出的PAE = 70％，10 GHz时具有4 W输出功率。表3中展示了该架构针对恒定电源电压所总结的性能，个中TPout是总效率保持在其峰值的十个点内的输出功率范围，动态Pout范围是丈量输出功率的最大值和最小值之间的差值。系统性能由总效率描述。
图17
图17.（a）安装的MMIC PA的丈量性能，显示在2.7 W输出功率时峰值PAE为70％; 插图是内部MMIC PA（3.8 mm×2.3 mm）的照片，这是采取Qorvo（TriQuint）150-n m GaN工艺中利用10×100-μmpHEMT的单级设计。 （b）PA合路器组件的详细视图。 设计了几个微带组合器以供应所需的负载调制。
离散电源调制可以提高LINC PA的回退效率。在多级LINC（ML-LINC）中，电源是对称变革的，这减少了隔离合路器中摧残浪费蹂躏的功率。在非对称多级异相（AMO，asymmetric multilevel outphasing）架构中，供电电源电压是独立变革的，以进一步提高效率。 正如多级Chireix异相（outphasing）（ML-CO）架构所证明的那样，Chireix异相（outphasing）也受益于离散电源调制。在Chireix异相（outphasing）中，输入旗子暗记的幅度调制被转换为附加的差分相位调制，它掌握输出真个负载调制，从而掌握输出幅度。该合路器设计用于调节高效区域的负载，以在低输出功率下保持效率。离散电源调制供应了额外的好处，即内部PA降落了直流功耗。图18显示了不同供电电源调制的丈量比较结果，包括ML-LINC，AMO和ML-CO等功放架构。
图18
图18.两个MMIC PA（图8）的ML-LINC，AMO和ML-CO与不同输出组合器和多达七个离散电压（来自静态丈量）的比较。
在集成的MMIC Chireix PA中可以实现类似的性能改进，其丈量性能如图19所示。事实证明，实现效率提升不须要太多的离散电压电平，并且在五个电平级别之上效率没有显著的改进。
图19
图19.（a）Chireix异相（outphasing）GaN MMIC PA，3.8 mm＃3.2 mm，以及安装在灯具中的MMIC。 该MMIC设计用多级电源调制。 （b）丈量的相位扫描电源电压为6-20 V，在9.7 GHz时以2 V为增量。 选择最佳轨迹以最大化总效率。 玄色是6 dB PAR正交相移键控旗子暗记的PDF，可用于打算五个或更多电源电平的均匀总效率48％。 IMN：输入匹配网络。
结论本文谈论了当电源调制与高效PA一起利用时的效率改进。该当把稳的是，如果输出功率必须在很大范围内变革，那么ET优于其他架构;例如，如果基站均匀功率从白天到夜晚变革10 dB，那么功率变革超出了Doherty可以舒适事情的范围，但它可以通过ET放大器来实现。 Doherty PA还具有带脱期制，而ET的变革不能跟踪确切的包络，但是纵然对付减少带宽版本的ET，仍旧可以在效率方面得到本色性的好处。
电源调制不仅限于多级PA的输出级漏极效率。例如，可以证明，如果可以同时调制驱动器和末级PA的漏极电源，则系统效率可以进一步提高。已经在Doherty PA以及用于改进ET PA的线性度的背景下谈论了增加栅极电源调制。末了，另一种类型的PA，称为谐波注入，个中图2中的一个PA处于A类模式而另一个PA处于二次谐波注入，已被证明可以在供电电源调制模式赞助下一系列输出范围内供应高电源效率。谐波注入PA的有趣效果是它们可以是高效和线性的，但代价是增加了低功率谐波注入电路。
部分参考文献：
[1] G. Hanington, P.-F, Chen, P. M. Asbeck, and L. E. Larson, “High- efficiency power amplifier using dynamic power-supply voltage for CDMA applications,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 47, pp. 1471–1476, Aug. 1999.
[2] N. Wang, V. Yousefzadeh, D. Maksimovic, S. Pajic, and Z. B. Popo- vic, “60% efficient 10-GHz power amplifier with dynamic drain bias control,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., pp. 1077–1081, 2004.
[3] D. Kimball, J. Jeong, C. Hsia, P. Draxler, S. Lanfranco, W. Nagy,
K. Linthicum, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “High-efficiency envelope-tracking W-CDMA base-station amplifier using GaN HFETs,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., pp. 3848–3856, Nov. 2006.
[4] H. Nemati, C. Fager, U. Gustavsson, R. Jos, and H. Zirath, “Char- acterization of switched mode LDMOS and GaN power amplifiers for optimal use in polar transmitter architectures,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., 2008, pp. 1505–1508.
[5] I. Kim, J. Kim, J. Moon, and B. Kim, “Optimized envelope shap- ing for hybrid EER transmitter of mobile WiMAX—Optimized ET operation,” IEEE Microwave Wireless Commun., vol. 19, no. 5, pp. 335–337, 2009.
[6] J. Qureshi et al., “A 90-W peak power GaN outphasing amplifier with optimum input signal conditioning,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 57, no. 8, pp. 1925–1935, Aug. 2009.
[7] J. Jeong et al., “High-efficiency WCDMA envelope tracking base- station amplifier implemented with GaAs HVHBTs,” IEEE J. Solid- State Circuits, vol. 44, no. 10, pp. 2629–2639, 2009.
[8] J. Moon, et al., “Doherty amplifier with envelope tracking for high efficiency,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Anaheim, CA, 2010, pp. 1–1.
[9] C. Hsia et al., “Digitally assisted dual-switch high-efficiency en- velope amplifier for envelope-tracking base-station power ampli- fiers,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 60, no. 6, pp. 2943– 2952, Nov. 2011.
[10] M. Mercanti, A. Cidronali, S. Maurri, and G. Manes, “HEMT GaAs/GaN power amplifiers architecture with discrete dy- namic voltage bias control in envelope tracking RF transmitter for W-CDMA signals,” in Proc. IEEE Topical Conf. Power Ampli- fiers for Wireless and Radio Applications, 2011, pp. 9–12.
[11] M. van der Heijden, M. Acar, J. S. Vromans, and D. A. Calvillo- Cortes, “A 19W high-efficiency wide-band CMOS-GaN class-E Chireix RF outphasing power amplifier,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., 2011, pp. 1–4.
[12] J. Hoversten, S. Schafer, M. Roberg, M. Norris, D. Maksimov- ic, and Z. Popovic, “Co-design of PA, supply, and signal pro- cessing for linear supply-modulated RF transmitters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 60, no. 6, pp. 2010–2020, June 2012.
[13] C. Yu and A. Zhu, “A single envelope modulator-based envelope- tracking structure for multiple-input and multiple-output wireless transmitters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., pp. 3317–3327, 2012.
[14] D. Calvillo-Cortes, M. P. van der Heijden, and L. C. N. de Vreede, “A 70W package-integrated Class-E Chireix outphasing RF power amplifier,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., 2013, pp. 1–3.
[15] S. Schafer, M. Litchfield, A. Zai, Z. Popovíc, and C. Campbell, “X- Band MMIC GaN power amplifiers designed for high-efficiency supply-modulated transmitters,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Micro- wave Symp. Dig., pp. 1–3, 2013.
[16] A. Zai, D. Li, S. Schafer and Z. Popovic, “High-efficiency X-Band MMIC GaN Power amplifiers with supply modulation,” in Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., 2014, pp. 1–4.
（完）
