1.栅极驱动部分
常用的mos管驱动 电路 构造如图1所示，驱动旗子暗记经由图腾柱放大后，经由一个驱动 电阻 Rg给mos管驱动。个中Lk是驱动回路的感抗，一样平常包含mos管引脚的感抗， PCB走线 的感抗等。在现在很多的运用中，用于放大驱动旗子暗记的图腾柱本身也是封装在专门的驱动芯片中。本文要回答的问题便是对付一个确定的功率管，如何合理地设计其对应的驱动电路（如驱动电阻阻值的打算，驱动芯片的 选型 等等）。
注1：图中的Rpd为mos管栅源极的下拉电阻，其浸染是为了给mos管栅极积累的电荷供应泄放回路，一样平常取值在10k~几十k这一数量级。由于该电阻阻值较大，对付mos管的 开关 瞬态事情情形基本没有影响，因此在后文剖析mos的开关瞬态时，均忽略Rpd的影响。
注2：Cgd，Cgs，Cds为mos管的三个寄生 电容 ，在考虑mos管开关瞬态时，这三个电容的影响至关主要。
1.1 驱动电阻的下限值
驱动电阻下限值的打算原则为：驱动电阻必须在驱动回路中供应足够的阻尼，来阻尼mos开通瞬间驱动 电流 的震荡。
当mos开通瞬间，Vcc通过驱动电阻给Cgs充电，如图2所示（忽略Rpd的影响）。根据图2，可以写出回路在s域内对应的方程：
根据式（1）可以求解出ig，并将其化为范例二阶系统的形式
根据式（2），可以求解出该二阶系统的阻尼比为：
为了担保驱动电流ig不发生震荡，该系统的阻尼比必须大于1，则根据（3）可以求解得到：
式（4）给出了驱动电阻Rg的下限值，式（4）中Cgs为mos管gs的寄生电容，其值可以在mos管对应的datasheet中查到。而Lk是驱动回路的感抗，一样平常包含mos管引脚的感抗， PCB 走线的感抗，驱动芯片引脚的感抗等，其精确的数值每每难以确定，但数量级一样平常在几十nH旁边。因此在实际设计时，一样平常先根据式（4）打算出Rg下限值的一个大概范围，然后再通过实际实验，以驱动电流不发生震荡作为临界条件，得出Rg下限值。
图2 mos开通时的驱动电流
1.2 驱动电阻的上限值
驱动电阻上限值的打算原则为：防止mos管关断时产生很大的dV/dt使得mos管再次误开通。
当mos管关断时，其DS之间的电压从0上升到Vds（off），因此有很大的dV/dt，根据公式：i=CdV/dt，该dV/dt会在Cgd上产生较大的电流igd，如图3所示。
图3 mos关断时的对应电流
该电流igd会流过驱动电阻Rg，在mos管GS之间又引入一个电压，当该电压高于mos管的门槛电压Vth时，mos管会误开通，为了防止mos管误开通，应该知足：
式（6）给出了驱动电阻Rg的上限值，式（6）中Cgd为mos管gd的寄生电容，Vth为mos管的门槛电压，均可以在对应的datasheet中查到，dV/dt则可以根据电路实际事情时mos的DS电压和mos管关断时DS电压上升韶光（该韶光一样平常在datasheet中也能查到）求得。
从上面的剖析可以看到，在mos管关断时，为了防止误开通，应该只管即便减小关断时驱动回路的 阻抗 。基于这一思想，下面再给出两种很常用的改进型电路，可以有效地避免关断时mos的误开通问题。
图4 改进电路1
图4给出的改进电路1是在驱动电阻上反并联了一个 二极管 ，当mos关断时，关断电流就会流经二极管Doff，这样mos管gs的电压就为二极管的导通压降，一样平常为0.7V，远小于mos的门槛电压（一样平常为2.5V以上），有效地避免了mos的误开通。
图5 改进电路2
图5给出的改进电路2是在驱动电路上加入了一个开通二极管Don和关断 三级管Qoff。当mos关断时，Qoff打开，关断电流就会流经该 三极管 Qoff，这样mos管gs的电压就被钳位至地电平附近，从而有效地避免了mos的误开通。
1.3 驱动电阻阻值的选择
根据1.1节和1.2节的剖析，就可以求得mos管驱动电阻的上限值和下限值，一样平常来说，mos管驱动电阻的取值范围在5~100欧姆之间，那么在这个范围内如何进一步优化阻值的选取呢？这就要从损耗方面来考虑，当驱动电阻阻值越大时，mos管开通关断韶光越长（如图6所示），在开关时候电压电流交叠韶光就越大，造成的开关损耗就越大（如图7所示）。以是在担保驱动电阻能供应足够的阻尼，防止驱动电流震荡的条件下，驱动电阻该当越小越好。
图6 mos开关韶光随驱动电阻的变革
比如通过式（4）和式（6）的打算得到驱动电阻的下限为5欧姆，上限为100欧姆。那么考虑一定的裕量，取驱动电阻为10欧姆是得当的，而将驱动电阻取得太大（比如50欧姆以上），从损耗的角度来讲，肯定是不得当的。
1.4 驱动芯片的选型
对付驱动芯片来说，选型紧张考虑如下技能参数：驱动电流，功耗，传输延迟韶光等，对隔离型驱动还要考虑原副边隔离电压，瞬态共模抑制等等（common mode transient immunity），下面就分别加以先容。
最大电流
在mos管开通的时候，根据图2，可以得到mos开通瞬间的驱动电流ig为（忽略Lk的影响）
个中ΔVgs为驱动电压的摆幅，那么在选择驱动芯片的时候，最主要的一点便是驱动芯片能供应的最大电流要超过式（7）所得出的电流，即驱动芯片要有足够的“驱动能力”。
功耗
驱动功率打算表达式如下：
个中Qg为栅极充电电荷，可以在datasheet中查到，ΔVgs为驱动电压的摆幅，fs为mos的开关频率，在实际选择驱动芯片时，应选择驱动芯片所能供应的功率大于式（8）所打算出来的功率。同时还要考虑环境温度的影响，由于大多数驱动芯片所能供应的功率都是随着环温的升高而降额的，如图8所示。
图8 驱动许可的损耗功率随着环温升高而降落
传输延迟（Propagation Delay）
所谓传输延迟，即驱动芯片的输出上升沿和低落沿都要比起输入旗子暗记延迟一段韶光，其对应的波形如图9所示。对付传输延迟来说，我们一样平常希望有两点：1）传输延时的实际要只管即便短。2）“开通”传输延时和“关断”传输延时的同等性要只管即便好。
图9 驱动芯片输入输出传输延时
下面就针对第二点来说一说，如果开通和关断传输延时不一致会有什么影响呢？我们以常用的 IGBT 驱动， 光耦 M57962为例，给出其传输延时的数据，如图10所示。
图10 M57962的传输延时数据
从图10可以看到，M57962的的开通传输延时一样平常为1us，最大为1.5us；关断传输延时一样平常为1us，最大为1.5us。其开通关断延时的同等性很差，这样就会对去世区韶光造成很大的影响。假设输入M57962的驱动去世区设置为1.5us。那么实际到IGBT的GE级的驱动去世区韶光最大为2us（下管开通延时1.5us， 上管关断延时1us），最小仅为1us（下管开通延时1us， 上管关断延时1.5us）。造成实际到达IGBT的GE级的去世区韶光的不一致。因此在设计去世区韶光时，应该充分考虑到驱动芯片本身的传输延时的不一致性，避免因此造成的去世区
韶光过小而导致的桥臂直通。
原副边绝缘电压
对付隔离型驱动来说（光耦隔离，磁耦隔离）。须要考虑原副边的绝缘电压，一样平常项目中都会给出绝缘电压的
干系哀求。若没有干系哀求，一样平常可取绝缘电压为mos电压定额的两倍以上。
2.外围 保护电路
R7浸染：防静电影响MOS，管子的DG，GS之间分别有结电容， DS之间电压会给电容充电，这样G极积累的静电电压就会抬高直到mos管导通，电压高时可能会破坏管子。 同时为结电容供应泄放通道，可以加快MOS开关速率。阻值一样平常为几千旁边。
R6和D3浸染：在MOS关断时，这个回路快速放掉栅极结电容的电荷，栅极电位快速低落，因此可以加快MOS开关速率。其余，高频时， MOSFET 的输入阻抗将降落，而且在某个频率范围内将变成负阻，会发生振荡，这个电阻可以减少震荡。R6阻值一样平常较小，几欧到几十欧旁边。
C11，R8和d5浸染：MOS有分布 电感 ，关断时会有反峰电压。Rc部分用于接管尖波，这个设计给这个反峰供应了开释回路。D5是为了防止高电压击穿mos。经实验，去掉该回路后波形有很大的震荡。
3.减少振铃的方法
三种方法：
3.1 PCB设计
减少VCC，GND与MOS的间隔
效果：
3.2 栅极/自举电阻
两电阻示意图如下：
设计的特点是增加开通韶光，但不影响关断韶光。增大电阻可以减少振铃，但是会增大损耗，且不改变振铃频率，由于只是用其接管能量罢了。
下面是振铃的幅度以及能量的损耗示意图：
效果：
3.3加入开关阻尼RC
示意图
RC的选择可以根据 示波器 上测出的振铃频率打算：
振铃减少的效果：
3.4 加入共源极电感
这种方法缺陷是电感值难以调度，且损耗大。
4.部分常见波形
事情在线性区，损耗巨大，缘故原由可能是布线太长，电感太大
高频振铃严重
上起落低沿缓慢，可能由于驱动芯片驱动能力太差，或者是栅极驱动电阻太大
有振铃的方波，边沿陡峭，开关速率快，损耗小，可以略微增大栅极电阻
丈量 的是上管的驱动，由于自举电容较小，供应的电荷不敷，无法担保GD间的电压
完美波形
5.缓冲电路类型
关于缓冲电路
基本拓扑电路上一样平常没有接管缓冲电路，实际电路上一样平常有接管缓冲电路，接管与缓冲是工程须要，不是拓扑须要。
接管与缓冲的功效：
●防止器件破坏，接管防止电压击穿，缓冲防止电流击穿
●使功率器件阔别危险事情区，从而提高可靠性
●降落（开关）器件损耗，或者实现某种程度的关软开
●降落di/dt和dv/dt，降落振铃，改进EMI品质
●降落di/dt和dv/dt，降落振铃，改进EMI品质
也便是说，防止器件破坏只是接管与缓冲的功效之一，其他功效也是很有代价的。
接管
接管是对电压尖峰而言。
电压尖峰的成因 ：
●电压尖峰是电感续流引起的。
●引起电压尖峰的电感可能是： 变压器 漏感、线路分布电感、器件等效模型中的感性身分等。
●引起电压尖峰的电流可能是：拓扑电流、二极管反向规复电流、不恰当的谐振电流等。
减少电压尖峰的紧张方法是：
●减少可能引起电压尖峰的电感，比如漏感、布线电感等
●减少可能引起电压尖峰的电流，比如二极管反向规复电流等
●如果可能的话，将上述电感能量转移到别处。
●采纳上述方法后电压尖峰仍旧不能接管，末了才考虑接管。接管是不得已的技能方法
拓扑接管
将开关管Q1、拓扑续流二极管D1和一个无损的拓扑电容C2组成一个在布线上尽可能简短的接管回路。
拓扑接管的特点：
●同时将Q1、D1的电压尖峰、振铃减少到最低程度。
●拓扑接管是无损接管，效率较高。
●接管电容C2可以在大范围内取值。
●拓扑接管是硬开关，由于拓扑是硬开关。
体二极管反向规复接管
开关器件的体二极管的反向规复特性，在关断电压的上升沿发挥浸染，有降落电压尖峰的接管效应。
RC接管
●RC接管的实质是阻尼接管。
●有人认为R 是限流浸染，C是接管。实际情形刚好相反。
●电阻R 的最主要浸染是产生阻尼，接管电压尖峰的谐振能量，是功率器件。
●电容C的浸染也并不是电压接管，而是为R阻尼供应能量通道。
●RC接管并联于谐振回路上，C供应谐振能量通道，C 的大小决定接管程度，终极目的是使R形成功率接管。
●对应一个特定的接管环境和一个特定大小的电容C，有一个最得当大小的电阻R，形成最大的阻尼、得到最低的电压尖峰。
●RC接管是无方向接管，因此RC接管既可以用于单向电路的接管，也可用于双向或者对称电路的接管。
RC接管设计
●RC接管的设计方法的难点在于：接管与太多成分有关，比如漏感、绕组构造、分布电感电容、器件等效电感电容、电流、电压、功率等级、di/dt、dv/dt、频率、二极管反向规复特性等等。而且个中某些成分是很难得到准确的设计参数的。
●比如对二极管反压的接管，纵然其他情形完备相同，利用不同的二极管型号须要的RC接管参数就可能有很大差距。很难推导出一个通用的打算公式出来。
●R 的损耗功率可大致按下式估算：
Ps = FCU2
个中U为接管回路拓扑反射电压。
●工程上一样平常该当在通过打算或者仿真得到初步参数后，还必须根据实际布线在板调试，才能得到终极设计参数。
RCD接管
特点
●RCD接管不是阻尼接管，而是靠非线性开关D 直接毁坏形成电压尖峰的谐振条件，把电压尖峰掌握在任何必要的水平。
●C 的大小决定接管效果（电压尖峰），同时决定了接管功率（即R的热功率）。
●R 的浸染只是把接管能量以热的形式花费掉。其电阻的最小值该当知足开关管的电流限定，最大值该当知足PWM逆程RC放电周期须要，在此范围内取值对接管效果影响甚微。
●RCD接管会在被保护的开关器件上实现某种程度的软关断，这是由于关断瞬间开关器件上的电压即接管电容C上的电压即是0，关断动作会在C 上形成一个充电过程，延缓电压规复，降落dv/dt，实现软关断。
不适应性
●RCD接管一样平常不适宜反激拓扑的接管，这是由于RCD接管可能与反激拓扑相冲突。
●RCD接管一样平常不适宜对二极管反压尖峰的接管，由于RCD接管动作有可能加剧二极管反向规复电流。
钳位接管
RCD 钳位
●只管RCD钳位与RCD接管电路可以完备相同，但元件参数和工况完备不同。RCD接管RC韶光常数远小于PWM周期，而RCD钳位的RC韶光常数远大于PWM周期。
●与RCD接管电容的全充全放工况不同，RCD钳位的电容可以算作是电压源，其RC充放电幅度的谷值应不小于拓扑反射电压，峰值即钳位电压。
●由于RCD钳位在PWM电压的上升沿和低落沿都不会动作，只在电压尖峰涌现时动作，因此RCD钳位是高效率的接管。
齐纳钳位
●齐纳钳位的几种形式。
●齐纳钳位也是在电压尖峰才起浸染，也是高效率接管。
●某些场合，齐纳钳位须要考虑齐纳二极管的反向规复特性对电路的影响。
●齐纳接管需把稳接管功率匹配，必要时可用有源功率器件组成大功率等效电路
无损接管
无损接管的条件
●接管网络不得利用电阻。
●不得形成LD电流回路。
●接管回路不得成为拓扑电流路径。
●接管能量必须转移到输入侧或者输出侧。
●只管即便减少接管回路二极管反向规复电流的影响。
无损接管是强力接管，不仅能够接管电压尖峰，乃至能够接管拓扑反射电压
缓冲
缓冲是对冲击尖峰电流而言
●引起电流尖峰第一种情形是二极管（包括体二极管）反向规复电流。
●引起电流尖峰第二种情形是对电容的充放电电流。这些电容可能是：电路分布电容、变压器绕组等效分布电容、设计不恰当的接管电容、设计不恰当的谐振电容、器件的等效模型中的电容身分等等。
缓冲的基本方法：
●在冲击电流尖峰的路径上串入某种类型的电感，可以是以下类型：
缓冲的特性：
●由于缓冲电感的串入会显著增加接管的事情量，因此缓冲电路一样平常须要与接管电路合营利用。
●缓冲电路延缓了导通电流冲击，可实现某种程度的软开通（ZIS）。
●变压器漏感也可以充当缓冲电感。
LD 缓冲
特点：
●可不须要接管电路合营。
●缓冲释能二极管与拓扑续流二极管电流应力相称乃至更大。
●缓冲释能二极管的损耗可以大略理解为开关管减少的损耗。
●适当的缓冲电感（L3）参数可以大幅度减少开关管损耗，实现高效率。
LR 缓冲
特点：
●须要接管电路合营以转移电感剩余能量。
●缓冲释能电阻R的损耗较大，可大略理解为是从开关管转移出来的损耗。
●R、L参数必须实现最佳合营，参数设计调试比较难以节制。
●只要参数适当仍旧能够实现高效率。
饱和电感缓冲
●饱和电感的电气性能表现为对di/dt敏感。
●在一个冲击电流的上升沿，开始呈现较大的阻抗，随着电流的升高逐渐进入饱和，从而延缓和削弱了冲击电流尖峰，即实现软开通。
●在电流达到一定程度后，饱和电感由于饱和而呈现很低的阻抗，这有利于高效率地传输功率。
●在电流关断时，电感逐渐退出饱和状态，一方面，由于之前的饱和状态的饱和电感量非常小，即储能和须要的释能较小。另一方面，退出时电感量的规复可以减缓电压的上升速率，有利于实现软关断。
●以Ls2为例，5u表示磁路截面积5mm2，大致相称于1颗PC40材质442的小 磁芯
饱和电感特性
●热特性
饱和电感是功率器件，通过进入和退出饱和过程的磁滞损耗（而不是涡流损耗或者铜损）接管电流尖峰能量，紧张热功率来自于磁芯。
这一方面哀求磁芯该当是高频材料，另一方面哀求磁芯温度在任何情形下不得超过居里温度。这意味着饱和电感的磁芯该当具有最有利的散热特性和构造，即：更高的居里温度、更高的导热系数、更大的散热面积、更短的热传导路径。
●饱和特性
显然饱和电感一样平常不必考虑利用气隙或者不易饱和的低导磁率材料。
●初始电感等效特性
在其他条件相同情形下，较低导磁率的磁芯合营较多匝数、与较高导磁率的磁芯合营较少匝数的饱和电感初始电感相称，缓冲效果大致相称。
这意味着直接采取1 匝的穿心电感总是可能的，由于任何多匝的电感总可以找到更高导磁率的磁芯合营1 匝等效之。这还意味着磁芯最高导磁率受到限定，如果一个适宜的磁芯合营1 匝的饱和电感，将没有利用更高导磁率的磁芯合营更少匝数的可能。
●磁芯体积等效特性
在其他条件相同情形下，相同体积的磁芯的饱和电感缓冲效果大致相称。既然如此，磁芯可以按照最有利于散热的磁路进行设计。比如苗条的管状磁芯比环状磁芯、多个小磁芯比集中一个大磁芯、穿心电感比多匝电感显然具有更大的散热表面积。
●组合特性
有时候，单一材质的磁芯并不能达到工程上须要的缓冲效果，采取多种材质的磁芯相互合营或许才能能够知足工程须要。
无源无损缓冲接管
●如果缓冲电感本身是无损的（非饱和电感），而其电感储能又是经由无损接管的办法处理的，即构成无源无损缓冲接管电路，实际上这也是无源软开关电路。
●缓冲电感的存在延迟和削弱的开通冲击电流，实现了一定程度的软开通。
●无损接管电路的存在延迟和降落了关断电压的dv/dt，实现了一定程度的软关断。
●实现无源软开关的条件与无损接管大致相同。并不是所有拓扑都能够搭建出一个无源软开关电路。因此除了经典的电路外，很多无源软开关电路都是被专利的热门。
●无源无损软开关电路效率明显高于其他缓冲接管办法，与有源软开关电路效率相差无几。因此只要能够实现无源软开关的电路，可不必采取有源软开关。
滤波缓冲
●电路中的电解电容一样平常具有较大的ESR（范例值是百毫欧姆数量级），这引起两方面问题：一是滤波效果大打折扣；二是纹波电流在ESR上产生较大损耗，这不仅降落效率，而且由于电解电容发热直接导致的可靠性和寿命问题。
●一样平常方法是在电解电容上并联高频无损电容，而事实上，这一方法并不能使上述问题得到根本的改变，这是由于高频无损电容在 开关电源 常用频率范围内仍旧存在较大的阻抗的缘故。
●提出的办法是：用电感将电解和CBB分开，CBB位于高频纹波电流侧，电解位于直流（工频）侧，各自承担对应的滤波任务。
●设计原则：Π形滤波网络的谐振频率Fn该当错开PWM频率Fp。可取Fp=（1.5～２）Fn 。
●这一设计思想可以延伸到直流母线滤波的双向缓冲，或者其他有较大滤波 应力的电路构造。
振铃
振铃的危害：
●MEI 测试 在振铃频率随意马虎超标。
●振铃将引起振铃回路的损耗，造成器件发热和降落效率。
●振铃电压幅度超过临界值将引起振铃电流，破环电路正常工况，效率大幅度降落。
振铃的成因：
●振铃多数是由结电容和某个等效电感的谐振产生的。对付一个特定频率的振铃，总可以找到缘故原由。电容和电感可以确定一个频率，而频率可以不雅观察得到。电容多数是某个器件的结电容，电感则可能是漏感。
●振铃最随意马虎在无损（无电阻的）回路发生。比如：副边二极管结电容与副边漏感的谐振、杂散电感与器件结电容的谐振、接管回路电感与器件结电容的谐振等等。
振铃的抑制：
● 磁珠 接管，只要磁珠在振铃频率表现为电阻，即可大幅度接管振铃能量，但是不恰当的磁珠也可能增加振铃。
●RC 接管，个中C可与振铃（结）电容大致相称，R 按RC接管原则选取。
●改变谐振频率，比如：只要将振铃频率降落到PWM频率附近，即可肃清PWM上的振铃。
●特殊地，输入输出滤波回路设计不当也可能产生谐振，也须要调度谐振频率或者其他方法予以规避。
接管缓冲能量再利用：
RCD接管能量回收电路
●只要将接管电路的正程和逆程回路分开，形成相对0 电位的正负电流利道，就能够得到正负电压输出。其设计要点为：
●RCD接管电路参数应紧张知足主电路接管须要，不建议采取增加接管功率的办法增加直流输出功率。？输出电流由L1、R1掌握。逆程回路的阻抗同样应知足接管回路逆程韶光的须要，调度L1、R1的大小可掌握输出功率大小，当R1减少到0 时，该电路达到最大可能输出电流和最大输出功率。
●输出电压基本上可由齐纳门槛电压任意设定，需把稳齐纳二极管的功率匹配。
RCD钳位能量回收电路
●下图为12V1KW副边全波整流原3.5WRC 接管能量用RCD钳位接管回收为3W24V风扇电源的电路。？RCD钳位接管回收电路输出电压与钳位电压有关，可掌握范围有限。？如果回收电源负载不能确定，须要确保在任意负载状态下接管状态不变，不影响主电路。？把稳回收电路的接地，避免成为共模滋扰源。？调度R1，严格掌握接管程度，确保钳位工况。
