PWM调光能调配准确色光
一样平常来说，仿照调光比较随意马虎实施，这是由于LED驱动器的输出电流变革与掌握电压成比例，而且仿照调光也不会引发额外的电磁兼容性(EMC)/电磁滋扰(EMI)潜在频率问题。然而，大部分设计采取PWM调光的情由都是基于LED的基本特性，即放射光的位移是与均匀驱动电流的大小成比例(图1)。
对付单色LED来说，紧张光波的波长会发生变革，而在白光LED 方面，涌现变革的是相对色温(CCT)。对付人们的肉眼来说，很难察觉出红、绿或蓝光LED中的奈米波长变革，尤其是当光的强度也同样在改变，但是白光的色温变革则比较随意马虎察觉出来。大多数的白光LED都包含一片可放射出蓝光频谱光子的晶圆，这些光子在撞击磷光涂层后便会放射出各种可见光范围内的光子。在较小的电流下，磷光会成为主导并使光芒倾向黄色；而在较大电流下，LED放射出来的蓝光则较多，使得光芒倾向蓝色，同时也会产生较高的CCT。对付利用超过一个白光LED的运用，在两个相邻LED之间涌现的CCT差异会很明显，且视觉令人不悦，此观点可以进一步延伸将多个单色LED光芒混和在一起的光源。一旦超过一个光源，任何涌如今它们之间的CCT差异都会令人感到刺眼。
图1 采取PWM调光的LED驱动器及波形
LED制造商会在其产品的电流特性表中指定驱动电流的大小，其只会在这些特定电流条件下对产品的主波长或CCT供应担保。PWM调光的优点在于完备毋须考虑光的强弱，也能确保LED放射出设计职员所需的颜色。这种精确的掌握对付红绿蓝(RGB)运用尤其主要，由于这些运用是将不同颜色的光芒混和以产生白光。
从驱动器集成电路的角度看，仿照调光面临着输出电流准确性的严厉寻衅。险些所有的LED驱动器都在输出端加入某种形式的串行电阻来侦测电流，而所选用的电流感测电压VSNS会产生一个折衷浸染，使电路能保持高讯号讯噪比(SNR)，同时坚持低功耗，由驱动器中的容限度、偏移和延迟所引致的偏差则相对保持固定。要在封闭回路系统中降落输出电流，就必须要调降VSNS，但如此一来，输出电流的准确性便会低落，直至VSNS的绝对值即是偏差电压为止，末了，输出电流会变得无法掌握，目标输出电流将不能被确定或担保。一样平常来说，PWM调光除了可以提高准确性之外，对付低阶光输出的线性掌握也较仿照调光强。
调光频率与比拟度成反比
对付PWM调光讯号而言，每个LED都有限定的相应韶光，图2表示三种不同的延迟，延迟愈大者表示能达到的比拟度就愈低(对光强度掌握的一种丈量方法)。
图2 调光延迟
图2中的韶光量tD表示由逻辑讯号VDIM上升开始，至LED驱动器开始增加输出电流开始之间的传播延迟，而韶光量tSU则表示输出电流由0转换到目标电流所需的韶光，至于韶光量tSD代表输出电流从目标电流转换回0所需的韶光。在大多数的情形下，调光频率fDIM愈低，比拟度就愈高，这是由于这些固定延迟只会占用少部分的调光周期TDIM。调光频率fDIM的下限约为 120Hz，如果低于此频率，眼睛便不能再将脉冲混和成一个可见的连续光芒。至于上限则取决于最低比拟度的哀求，比拟度一样平常被表示成最低导通韶光的倒数。
机器视觉辨识和工业考验等运用常日都须要较高的PWM调光频率，主由于高速摄影机和传感器的反应速率比人类眼睛快很多。在这类运用中，对付LED光源进行高速开和关的目的不是要降落均匀的光输出量，而是要将光输出与传感器或摄影机的捕捉韶光进行同步化。
利用开关稳压器来调光
为了达到每秒开关数百次或乃至数千次，以开关稳压器为根本的LED驱动器，须经由特殊的设计考虑。针对标准电源供应而设计的稳压器一样平常都会设计一根「启动」或关闭接脚，以便供逻辑PWM讯号利用，但连带的延迟tD则颇长，这是由于硅芯片的设计强调在相应韶光内坚持低停机电流。然而，专用来驱动LED 的开关稳压器则恰好相反，它可在「启动」接脚逻辑低时，保持内部掌握电路的活动，以将tD减至最低，而当LED被关关时，则会面临较大事情电流的困扰。
在利用PWM来达成光掌握优化时，要把转上(Slew-up)和转下(Slew-down)延迟坚持在最低，这不单为了得到最佳的比拟度，而且还可减少LED花在由0到目标所需的韶光。(在此条件下，并不担保主波长或CCT与目标值相同)在这里的标准开关稳压器将设有一个软启动，常日也搭配一个软关闭，而专用的LED驱动器会在其掌握之内实行所有事情以减少这些回转率(Slew Rate)。要降落tSU和tSD，必要同时从硅芯片的设计和开关稳压器所采取的拓扑动手。
具备较快速回转率的降压稳压器，比其他所有的开关拓扑构造在两个地方表现更为精良，首先降压稳压器是唯一可在掌握开关启动时，将功率运送到输出真个开关转换器，此特点使得电压模式或电流模式PWM(这里不要与PWM调光稠浊)的降压稳压器之掌握回路，比起升压稳压器或其他降压/升压拓扑更为快速。此外，在掌握开关启动期间的功率传输能够轻易改为磁滞掌握，使其速率乃至比最佳的电压模式或电流模式掌握的回路更快。其次，降压稳压器的电感器在全体开关周期内都是连接在输出端，此可确保输出电流的连续性，也意谓毋须利用输出电容器。少了输出电容器后，降压稳压器便可成为真正的高阻抗电流源，能够迅速转换输出电压。邱克型(Cuk)和Zeta转换器虽可供应连续性输出电感器，但由于它们的掌握回路较慢，效率也较低，因此并非最佳选择。
PWM比“启动”接脚更怏
纵然是一个没有输出电容器的纯磁滞降压稳压器，都不敷以搪塞某些 PWM调光系统的哀求，这些运用须要较高的PWM调光频率、高比拟度度，也便是哀求更快速的回转率和更短暂的延迟韶光。与机器视觉辨识和工业考验系统搭配运用时，举例某些哀求高性能的系统，包括液晶(LCD)面板和单枪投影机的背光照明系统，在某些情形下，PWM调光频率必须被调高到可听频带以外的 25kHz或更高的频带，随着整体的调光周期已缩短至几微秒内，包括传导延迟在内，LED电流的上升和低落韶光总和必须缩短至奈秒内。
图3 分路FET电路和其波形
从一个没有输出电容器的快速降压稳压器动手，涌如今输出电流开启和关闭的延迟，是来自集成电路本身的传导延迟和输出电感器的物理特性。若要达到真正高速的PWM调光，两个延迟都须被略过(By Pass)。要实现这个目标，最佳方法便是采取一个与LED并联的电源开关(图3)。当LED关闭时，驱动电流便会分流利过开关，浸染就如同一个范例的N 型金属氧化半导体场效晶体管(N-MOSFET)，这时集成电路会连续运行，而电感器电流也会持续流动。
该方法的最大缺陷在于LED关闭时，纵然期间的输出电压低落到与电流感测电压相同，仍会摧残浪费蹂躏功率。利用分路场效应晶体管(FET)来进行调光会导致输出电压涌现匆忙的移位，这使得集成电路的掌握回路必须作出相应，以考试测验坚持输出电流的稳定。正犹如逻辑接脚调光般，掌握回路愈快表示相应愈好，而采取磁滞掌握的降压稳压器则可供应最佳的回应。
利用升压和降压/升压 实现快速的PWM调光
无论是升压稳压器或任何类型的降压/升压拓扑都不太适宜用在PWM调光。在开始设计的时候，会发觉两者在连续导通模式(CCM)下都会展现一个右半平面零点(Right-half Plane Zero)限定，这将无法达到频率稳压器所需的高掌握回路带宽哀求。此外，右半平面零点的时域效应还会使系统难以磁滞办法去掌握升压或降压/升压电路；另一个使情形变得更为繁芜的成分是升压稳压器不能容忍输出电压低落到输入电压以下，这种情形会导致在输入端产生短路，使得并列FET调光无法实施。其余，在各种的降压/升压拓扑技能中，并列FET调光仍旧窒碍难行或极难利用，主因在于它须要输出电容器(SEPIC、降压/升压和返驰式)，又或在输出短路时会涌现无法掌握的输入电感器电流(Cuk和Zeta)。
如果真的须要一个快速的PWM调光，最佳的办理方案是采取两级系统，并以降压稳压器作为第二级LED驱动级。不过，若尺寸空间和本钱都不容许，退而求其次的最佳选择便是图4中的串行开关。
图4 采取串行调光开关的升压稳压器
虽然LED电流可在瞬间关闭，但须仔细考虑系统的相应，这种开放电路实在可算作一个快速的极度卸除瞬时，它还会中断回馈回路并导致稳压器的输出电压无止境上升。因此，必要在输出和/或偏差放大器加入箝位电路，以预防超载电压所造成的危害，但由于这些箝位电路难以用外部电路的办法实现，也便是说串行式FET调光必须合营专用升压与降压/升压LED驱动器集成电路才可利用……
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具有完善保护功能的DSP三相SPWM逆变电源设计
1系统先容
根据构造不同，变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采取间接逆变构造即交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交-直变换，然后在DSP掌握下把直流电源转换成三相SPWM波形供给后级滤波电路，形成标准的正弦波。变频系统掌握器采取TI公司推出的业界首款浮点数字旗子暗记掌握器TMS320F28335，它具有150MHz高速处理能力，具备32位浮点处理单元，单指令周期32位累加运算，可知足运用对付更快代码开拓与集成高等掌握器的浮点处理器性能的哀求。与上一代领先的数字旗子暗记处理器比较，最新的F2833x浮点掌握器不仅可将性能均匀提升50%，还具有精度更高、简化软件开拓、兼容定点C28xTM掌握器软件的特点。系统总体框图如图1所示。
图1 系统总体框图
2系统硬件设计
变频电源的硬件电路紧张包含6个模块：整流电路模块、IPM电路模块、IPM隔离驱动模块、输出滤波模块、电压检测模块和TMS320F28335数字旗子暗记处理模块。
2.1整流电路模块
采取二极管不可控整流电路以提高网侧电压功率因数，整流所得直流电压用大电容稳压为逆变器供应直流电压，该电路由6只整流二极管和接管负载感性无功的直流稳压电容组成。整流电路事理图如图2所示。
图2 整流电路事理图
2.2电压检测模块
电压检测是完成闭环掌握的主要环节，为了精确的丈量线电压，通过TMS320F28335的SPI总线及GPIO口掌握对输入的线电压进行衰减/放大的比例以知足A/D模块对输入旗子暗记电平(0-3V)的哀求。电压检测模块采取256抽头的数字电位器AD5290和高速运算放大器AD8202组成程控旗子暗记放大/衰减器，每个输入通道的输入特性为1MΩ输入阻抗+30pF。电压检测模块电路事理图如图3所示。
图3 电压检测电路事理图
3.系统软件设计
系统上电后按照选定的模式自举加载程序，跳转到主程序入口，进行干系变量、掌握寄存器初始化设置和正弦表初始化等事情。接着使能须要的中断，启动定时器，然后循环进行故障检测和保护，并等待中断。紧张包括三部分内容：定时器周期中断子程序、A/D采样子程序和数据处理算法。主程序流程图如图5所示。
图4 主程序流程图
4实验结果
4.1丈量波形
在完成上述硬件设计的根本上，本文采取特定的PWM掌握策略，使逆变器拖动感应电机运行，并进行了短路、电机堵转等实验，证明采取逆变器性能稳定，能可靠地实现过流和短路保护。图6是电机在空载条件下，用数字示波器记录的稳态电压波形。幅度为35V，频率为60Hz。
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全桥PWM为核心的DSP大功率数字开关电源设计
随着电力电子技能的高速发展，开关电源得到了广泛运用，日月牙异的高科技产品也对开关电源提出了更高的哀求。传统的基于仿照掌握技能的开关电源发展了很多年，各方面都比较成熟，但有其自身无法战胜的缺陷，数字开关电源技能的涌现战胜了传统仿照掌握技能的毛病，为开关电源设计领域注入了新的活力。随着数字掌握方法、数字掌握电路构造的发展和数字化开关电源市场需求的推动，数字化掌握开关电源在电源领域里的上风越来越明显。
本文结合电力电子技能和嵌入式技能，设计了基于DSP处理器TMS320F2812的大功率数字开关电源，实现数字化采样、运算、掌握输出、系统监控和人机接口等功能。该设计充分发挥DSP处理器精度高、速率快等特点，提高了开关电源的输出精度、智能度、集成度和系统稳定性。
1 系统硬件电路设计
本设计紧张由输入电网滤波、输入整流滤波、DC-DC变换、输出滤波、DSP掌握电路、驱动电路、电压电流反馈电路、赞助黾源电路、人机接口电路等几部分组成。该设计总体设计框图如图1所示：
其基本事理是：互换输入电压经电网滤波、整流滤波得到直流电压，该直流电压在DC-DC变换电路内部经由高频逆变、高频变压器隔离变换、整流等一系列变换后输出直流电压，末了再经由输出滤波电路，得到须要的高质量、高品质的直流电压。
输入电网滤波、输入整流滤波、输出滤波电路、电压电流反馈电路、赞助电源电路等部分的设计基本和传统的仿照掌握技能相同，本文不再先容。人机接口电路紧张实现检测参数的反馈以及处理器基准电压的实现，在本文也不做过多的先容。本文紧张先容DSP掌握电路、DC-DC变换电路、驱动电路的设计方法。
1.1 DSP掌握电路
本设计采取DSP处理器TMS320F2812为核心掌握芯片。
其事情事理：输出电压和电感电流利过反馈网络，将反馈旗子暗记转换为DSP所须要的电平，接至DSP的A/D转换口，转换后的旗子暗记与通过人机接口电路输入的电压基准旗子暗记一起经由电压电流调节器得到实际的正弦调制旗子暗记，该正弦调制旗子暗记与DSP定时器产生的三角波载波旗子暗记相交截，输出带有一定去世区的PWM掌握旗子暗记，末了经驱动单元送到IGBT。
1.2 DC-DC变换电路
全桥式变压隔离器开关管承受最小的开关电压和最小的开关电流，功率开关在非常安全的情形下运作。并且主变压器只须要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边绕组采取全桥全波整流输出，变压器铁芯和绕组得到最佳利用，使效率、功率密度得到提高，因此，本设计选用全桥隔离式PWM变换器。功率器件采取单管IGBT，IGBT属于MOSFET和双极型晶体管的复合器件，它具有MOSFET随意马虎驱动的特点，还有双极型晶体管电压高、电流大的特点，非常适宜运用于大功率开关电源电路。
DC-DC变换电路如图2所示。图中每个IGBT旁均并联有阻容接管回路(RC)作为缓冲器，在IGBT瞬间断开时，缓冲器元件RC将通过供应互换通道减少功率管断开时的集电极电压应力。
事情事理如下：在图2中，P1、P4和P2、P3分别构成全桥的两臂，P1-P4的驱动旗子暗记分别为S1-S4，这4路驱动旗子暗记来自于驱动芯片KA101。当S1和P4旗子暗记来时，P1和P4导通，电流经由P1进入变压器原边，再经P4形成回路。当S2和P3旗子暗记来时，P2和P3导通，电流经由P2进入变压器原边，再经P3形成回路，但是电压的极性与S1驱动的相反。这样，直流电压经由变换电路变换往后，得到的为一高频变革的互换电压，完成了从DC到AC的变换。然后这一互换电压再经由高频变压器变压和整流滤波电路整流滤波即可得到预期的稳定直流电压。
1.3 驱动电路
由于TMS320F2812的PWM波驱动能力有限，而IGBT哀求PWM波的驱动能力较强，以是在DSP和IGBT之间必须接相应的驱动电路，增加驱动功率，担保IGBT在最短韶光内开通与关断。该驱动电路紧张完成2个功能：一是将弱电掌握回路与大功率强电主回路实现电气隔离：二是通过驱动电路供应IGBT开关所需的电压和电流。
本设计采取北京落木源电子技能有限公司生产的光耦隔离驱动芯片KA101来对IGBT进行驱动。该器件保护功能完善、事情频率较高、用户可调参数多、价格便宜，并能与多种其他类型的驱动器兼容。DSP产生的PWM旗子暗记从驱动芯片KA101的1、2引脚输入，通过驱动芯片内部掌握变换，终极从17、18引脚输出驱动旗子暗记接到IGBT的栅极，掌握开关器件的通断。
2 数字PID算法的实现
数字PID掌握是一种采样掌握，它只能根据采样时候的偏差值打算掌握量。因此，连续域PID掌握算法不能直策应用，须要采取离散化方法。数字PID掌握算法又分为位置式PID掌握算法和增量式PID掌握算法。还有一些改进算法如积分分离法，遇限削弱积分法，不完备微分法，微分先行法和带去世区的PID掌握算法等。
本设计中，有一个预设的基准电压，而且为了节省存储空间以是选用增量型PID掌握算法实现系统功能。根据推理事理可得增量型PID算法。
由于打算机输出增量，以是对误动作影响小，如果必要时可以用逻辑判断的方法去掉，而且增量掌握不易产生积分失落控，随意马虎得到较好的调节品质……
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基于HPWM技能的大功率正弦超声波逆变电源设计
弁言
大功率超声波装置除用于工业洗濯外，还在医疗、军事、石油换能器技能，以及海洋探测与开拓、减噪防振系统、智能机器人、颠簸采油等高技能领域有着广泛的运用前景[1]。超声波装置由超声波逆变电源和换能器组成。近年来，由于新型稀土功能材料的开拓和研制成功，使制造大功率超声波换能器成为可能，但与之配套的高频正弦逆变电源产品尚为少见。
目前，市场上的大功率正弦逆变电源均为采取IGBT制成的中低频产品[2]，而高频逆变电源大多数是方波电源或占空比可调的脉冲逆变电源。因此，高比年夜功率正弦逆变电源已成为超声波运用的瓶颈，使得对该电源的研制已成为急待办理的问题。这里，运用稠浊脉宽调制(Hybrid Pulse Width Modulation，HPWM)掌握技能，采取MOSFET并联运行办法，运用单片机组成智能掌握系统，对高性能、大功率正弦超声波逆变电源的研制进行了研究。
系统构成
用于高性能、大功率正弦超声波的逆变电源，其频率为25kHz，功率为4.5kW。电压哀求在0～200V之间可调，频率哀求在10～25kHz之间可调。
1、方案的设计
图1示出该逆变电源的系统硬件构成框图[3]。它由AC/DC和DC/AC两大部分组成。包含有交-直-交主电路、驱动电路、单片机掌握系统、低通滤波器、显示及保护等紧张环节。
主电路由220V市电直接供电。单相交流电压经晶闸管恒流恒压掌握模块将互换转换为直流，为逆变器供应恒定的直流电压。
为了使逆变能得到性能和波形比较好的正弦输出，须要有较大的载波比。由于其载波旗子暗记将达400～600kHz，因此只能选用MOSFET作为开关器件。但是，MOSFET的输出功率较小，为了增大输出功率，可采取MOSFET并联运行的办法来办理高频与大功率间的抵牾。
逆变部分采取频率恒定的三角载波旗子暗记与输入的正弦波进行异步调制。掌握办法采取HPWM技能.将直流电压逆变成一系列等幅的脉冲旗子暗记。其脉冲旗子暗记的幅度和脉宽始终与调制正弦波成正比。这些脉冲旗子暗记经低通滤波器将高频载波旗子暗记滤除后即可得到与调制波同频的正弦波输出。因此只要改变输入的调制波，就可随意马虎地实现幅度可调的变频正弦波输出。
2、单片机掌握系统
该电源采取专为掌握逆变器设计的80C196MC单片机作为逆变的掌握核心[4，5]。80C196MC单片机内部的波形发生器WFG，占用CPU韶光非常短.可由P6口直接输出4路PWM旗子暗记用于逆变器的驱动。由80C196MC和EPROM2764构成最小微机系统.将完成超声波频率和电压大小的给定.以及载波频率的设定，并仿照输出单极性正弦波恒幅脉宽调制HPWM旗子暗记。可实现电压幅度和频率的显示.以及电源的保护掌握。
3、逆变主电路及HPWM掌握办法
在高频下运行时，功率管的开关损耗极大.器件易于破坏，限定了功率的提高。该电源的关键技能难题是在高频条件下，如何得到大功率的变频正弦波输出。即逆变器的难点是如何降落开关管的开关损耗，使du/dt及di/dt应力大为低落，以实现高频逆变。为了达到这些目的。逆变主电路采取了易于实现软开关技能的单相全桥拓扑构造。在掌握办法中采取了HPWM掌握办法。图2示出逆变器的主电路拓扑。图3示出4个开关管的驱动旗子暗记及逆变器的输出旗子暗记。
HPWM掌握办法的本色仍属于单极性SPWM掌握办法。逆变桥输出端得到的是三态输出电压波、形。在输出电压的正半周，正弦调制波与三角载波交/截产生的脉冲旗子暗记掌握VS1和VS3桥臂高频互补通断;掌握VS2和VS4桥臂低频互补通断，即VS2关断，VS4导通。在输出电压的负半周，两桥臂的事情状态互换。
VS1一贯关断，VS3一贯导通，VS2和VS4高频调制事情。HPWM掌握办法中总有两个功率监工作在低频情形下，在总体上减少了开关损耗，这对付在高频下提高功率是极为有利的。与一样平常的SPWM掌握办法比较。HPWM办法下两个桥臂交替事情于低频和高频状态，使两个桥臂工为难刁难称，功率监工作状态均衡，这将延长功率管的利用寿命，使全体电路的可靠性增加，具有电压利用率高，谐波含量小，开关损耗低的优点。由于每个开关管都并联了电容，在滤波电感参数选择适当的情形下，电路很随意马虎实现开关管的零电压通断(ZVS)，使du/dt及di/dt应力大为低落，完备可以实现高比年夜功率逆变。
4、驱动电路
开关管的驱动电路可采取最新的LM5111驱动器。它采取 SOIC-8脚封装，并为输入和输出级供应独立的接地及参考电压管脚，以便支持采取分开供电设计的门极驱动配置。LM5111芯片的峰值输出电流高达 5A，LM5111的两条5A电流驱动通道可各自独立，也可并行连接，将峰值输出驱动电流提高至10A，以便能以极高的效率驱动极大的功率MOSFET。 LM5111的事情频率高达1MHz，其开通、关断延迟小，分别为12ns和14ns。完备能知足该电源的哀求。
软件实现
1、主程序
图4示出主程序流程图。它包含初始化子程序、HPWM旗子暗记产生子程序、键盘扫描和显示子程序。初始化子程序中，80C196MC对堆栈地址及载波频率等参数进行初始化，并对单片机本身的各个I/O端口、中断及波形发生器等设定事情办法。可通过键盘给定所需输出的正弦波频率，由显示程序进行显示。显示子程序可对电压旗子暗记进行定时采样，A/D转换后，动态、分时显斧正弦波的频率和幅度值。
2、HPWM旗子暗记产生子程序
HPWM是由正弦调制波与等幅的三角载波比较较产生的。波形发生器在中央对准办法下，WG—COUNTER的计数过程形成了一个虚拟的三角波载波。正弦调制波可通过查表方法实现。由于输出HPWM波具有对称性，因此只需建立0°～180°的正弦函数表。为了达到足够的分辨率，正弦函数表中每隔0.15°安排一个采样点，每个数据具有15位二进制数值，占2个字节，输出正弦波半个周期中共取1200项数据，存放在起始地址为SIGN的存储区中。设载波频率为fc，输出频率为fo，则每半个输出正弦波周期中须要 N=fc/fo个交点值，第i个交点所对应的正弦调制波幅值可通过查表得到，其地址为SIGN+1200i/N……
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基于多电平逆变器载波PWM掌握方法的仿真研究
1 弁言
近年来，多电平变换器在高压大功率方面成为研究的热点，紧张是由于它可以用低耐压的器件实现高压大功率输出，无需动态均压电路，无需变压器；电平数的增加，改进了输出电压波形。目前多电平逆变器的拓扑构造有三种：二极管箝位型逆变器(Diode-clamped inverter)，飞跨电容型逆变器(Flying-capacitor inverter)和具有独立直流电源的级联型逆变器 (Cascaded-inverters with separate DC sources)。在这三种电路构造中，二极管箝位型运用最为广泛，二极管箝位型五电平逆变器电路拓扑构造如图1所示。本文紧张谈论二极管箝位型多电平逆变器的PWM掌握方法。
图1 二极管箝位型五电平逆变器主电路
多电平逆变器的PWM掌握技能是多电平逆变器研究中一个相称关键的技能，它与多电平逆变器拓扑构造的提出是共生的，由于它不仅决定多电平逆变的实现与否，而且，对多电平逆变器的电压输出波形质量，电路中有源和无源器件的应力，系统损耗的减少与效率的提高都有直接的影响。到目前为止，人们已经提出了大量的多电平变换器PWM掌握方法，载波的PWM掌握方法和空间电压矢量法(SVPWM)，它们都是两电平PWM方法在多电平中的扩展。SVPWM方法因其高电压利用率，低谐波含量以及硬件电路大略等优点受到了广泛的关注和运用，但当该方法运用于五电平以上的电路时，它的掌握算法会变得非常繁芜，因此对付五电平以上的多电平电路，采取三角载波PWM的掌握方法是一种较为可行的方案。
2 消谐波PWM法(Subharmonics PWM——SHPWM)
多电平逆变器基于载波的PWM掌握方法是两电平PWM方法在多电平中的扩展，它们的事理都是电路的每响应用一个正弦调制波与几个三角载波进行比较。
2.1 SHPWM法的事理
对付一个N电平的变换器，每相采取N-1个具有相同频率fc和相同峰？峰值Ac的三角载波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦波比较较，为了使N-1个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且全体载波集对称分布于零参考的正负两侧。在正弦波与三角波相交的时候，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件，反之，如果调制波的幅值小于某个三角波的幅值则关断该器件。该方法的事理如图2所示。
图2 SHPWM事理
2.2 SHPWM法仿真结果和剖析
根据三角载波的相位的不同，SHPWM可分为三种范例的情形：
1)所有载波具有相同相位(PD型);
2)所有位于零基准以上的载波同相位，所有位于零基准以下的载波具有相反相位(POD型);
3)所有载波自上而下，交替反相和同相(APOD型)。
3.2 SFOPWM法的仿真结果和剖析
对上述给出的开关频率最优PWM法(SFOPWM)，按照消谐波PWM法PD型系统安排载波波形，其它仿真参数完备相同，所得仿真波形如图7所示。由图可见，在这种PWM方法的输出相电压中，谐波能量紧张分布在载波频率处，同时，由于调制波中零序分量的注入，以是在输出相电压中存在明显的三次谐波，这个谐波在三相系统的线电压中将相互抵消，终极得到的输出相电压和线电压的THD分别为36.26%，14.40%。可见该PWM方法输出线电压的THD与PD型的SHPWM方法靠近，而其最显著的优点在于，输出电压的电压调制比可以达到1.15，以是这种方法最适宜希望高电压利用率的三相电机调速系统……
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三相电压PWM整流器空间矢量掌握研究及仿真剖析
传统的PWM掌握技能多用于两电平电路的驱动掌握，其紧张方法是正弦脉宽调制(SPWM)，调制波为正弦波，依赖三角载波和调制波的比较得出交点履行掌握，其电压利用率低，谐波含量大。而随着微处理器技能的发展和多电平电路的涌现，呈现出很多新的掌握方法，像优化PWM办法、滞环电流掌握办法、电压空间矢量掌握办法等。
个中，空间电压矢量掌握通过合理地选择、安排开关状态的转换顺序和通断持续韶光，改变多个脉冲宽度调制电压的波形宽度及其组合，达到较好的掌握效果。相对SPWM掌握，电压空间矢量掌握方法电压利用率高、谐波含量小、大大改进了系统的静态和动态性能，具有构造大略、实现随意马虎、掌握精度高档特点。本文采取空间矢量掌握策略，并对整流电路采取电压外环PI和电流内环PI相结合的掌握方法，建立三相电压型PWM矢量掌握方案的仿真模型，并对其进行剖析研究。
1 三相电压型PWM整流器掌握方案
图1为三相电压型PWM整流器空间矢量掌握方案图。它是由主电路和掌握回路两部分组成，个中，掌握回路紧张由输入电流和输出电压检测、坐标变换、PI掌握器和SVPWM脉冲产生等几部分组成。其事理如下：三相交流电通过三相电压型整流电路变为稳定的直流电压。同时,掌握回路对主电路的输入互换电流和输出直流电压进行检测，一方面,将检测值u0与给定值u0进行比较后送入PI掌握调节器,输出值与电流id比较并将其输出送入PI掌握器变为电压旗子暗记，再经坐标变换送入SVPWM脉冲产生单元，完成电压闭环掌握；另一方面，将检测的输入电流经坐标变换与给定电流iq比较，送入PI掌握器变为电压旗子暗记，再经坐标变换送入SVPWM脉冲产生单元，完成电流的闭环掌握。矢量掌握单元通过矢量运算，天生所须要的PWM波，掌握双向变换器，达到输出电压的稳定和输入侧互换电流的正弦化。
2 空间矢量掌握的PWM整流器仿真模型建
(1) 主电路模型
主电路仿真模型如图2所示。它紧张由输入电源模块、三相整流器模块和一些电压、电流丈量单元组成。
(2)掌握电路模型
掌握电路仿真模型如图3所示。它紧张由PI掌握器模型、坐标变换模型以及矢量掌握器模型等部分组成。个中，坐标变换和矢量掌握器仿真模型的建立紧张根据矢量掌握事理搭建而成，其仿真模型如图4所示。
3 仿真结果
根据上面搭建的仿真模型，给定仿真参数假定如下:互换输入侧为三相260V互换电压,互换侧电感取3.4mH，直流侧滤波电容为1000μF，给定直流输出电压为650V，开关频率为10kHz,负载电阻为40Ω。在t=0.05s时，突加负载使负载电阻由40Ω变为20Ω……
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