天纵君（SKYLABS）最近读到“FindRF”的一篇关于射频指标内在含义的先容文章，原文章标题是《常见通信RF指标的内在和意义》，此文也在多个微波和射频干系的"大众年夜众号中转发过。原文较长，部分段落天纵君重新做过调度，但版权归原作者所有。感谢古人的总结，请不要忘却我们是站在他们的肩膀长进步的。不知原始作者是谁，在此鸣谢。文章紧张内容如下：
1、Rx Sensitivity（吸收灵敏度）
吸收灵敏度，这该当是最基本的观点之一，表征的是吸收机能够在不超过一定误码率的情形下识别的最低旗子暗记强度。这里说误码率，是沿用CS（电路交流）时期的定义作一个通称，在多数情形下，BER (bit errorrate)或者PER (packet error rate)会用来稽核灵敏度，在LTE时期干脆用吞吐量Throughput来定义——由于LTE干脆没有电路交流的语音信道，但是这也是一个实实在在的进化，由于第一次我们不再利用诸如12.2kbps RMC（参考丈量信道，实际代表的是速率12.2kbps的语音编码）这样的“标准化替代品”来衡量灵敏度，而因此用户可以实实在在感想熏染到的吞吐量来定义之。
2、SNR（信噪比）
讲灵敏度的时候我们常常联系到SNR（信噪比，我们一样平常是讲吸收机的解调信噪比），我们把解调信噪比定义为不超过一定误码率的情形下解调器能够解调的信噪比门限（口试的时候常常会有人给你出题，给一串NF、Gain，再见告你解调门限要你推灵敏度）。那么S和N分别何来？
S即旗子暗记Signal，或者称为有用旗子暗记；N即噪声Noise，泛指统统不带有有用信息的旗子暗记。有用旗子暗记一样平常是通信系统发射机发射出来，噪声的来源则是非常广泛的，最范例的便是那个著名的-174dBm/Hz——自然噪声底，要记住它是一个与通信系统类型无关的量，从某种意义上讲是从热力学推算出来的（以是它跟温度有关）；其余要把稳的是它实际上是个噪声功率密度（以是有dBm/Hz这个量纲），我们吸收多大带宽的旗子暗记，就会接管多大带宽的噪声——以是终极的噪声功率是用噪声功率密度对带宽积分得来。
3、Tx Power（发射功率）
发射功率的主要性，在于发射机的旗子暗记须要经由空间的衰落之后才能到达吸收机，那么越高的发射功率意味着越远的通信间隔。
那么我们的发射旗子暗记要不要讲究SNR？譬如说，我们的发射旗子暗记SNR很差，那么到达吸收机的旗子暗记SNR是不是也很差？
这个牵扯到刚才讲过的观点，自然噪声底。我们假设空间的衰落对旗子暗记和噪声都是效果相同的（实际上不是，旗子暗记能够通编码抵御衰落而噪声弗成）而且是犹如衰减器一样平常浸染的，那么我们假设空间衰落-200dB，发射旗子暗记带宽1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，吸收机收到旗子暗记的SNR是多少？
吸收机收到旗子暗记的功率是50-200=-150Bm（带宽1Hz），而发射机的噪声50-50=0dBm通过空间衰落，到达吸收机的功率是0-200=-200dBm（带宽1Hz）？这时候这部分噪声早已被“淹没”在-174dBm/Hz的自然噪声底之下了，此时我们打算吸收机入口的噪声，只须要考虑-174dBm/Hz的“基本身分”即可。 这在通信系统的绝大部分情形下是适用的。
4、ACLR/ACPR
我们把这些项目放在一起，是由于它们表征的实际上是“发射机噪声”的一部分，只是这些噪声不是在发射信道之内，而是发射机泄露到临近信道中去的部分，可以统称为“邻道泄露”。
个中ACLR和ACPR（实在是一个东西，不过一个是在终端测试中的叫法，一个是在基站测试中的叫法罢了），都因此“Adjacent Channel”命名，顾名思义，都是描述本机对其他设备的滋扰。而且它们有个共同点，对滋扰旗子暗记的功率打算也因此一个信道带宽为计。这种计量方法表明，这一指标的设计目的，是考量发射机泄露的旗子暗记，对相同或相似制式的设备吸收机的滋扰——滋扰旗子暗记以同频同带宽的模式落到吸收机带内，形成对吸收机吸收旗子暗记的同频滋扰。
在LTE中，ACLR的测试有两种设置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系统对LTE系统的滋扰，后者是考虑LTE系统对UMTS系统的滋扰。以是我们可以看到EUTRAACLR的丈量带宽是LTE RB的占用带宽，UTRA ACLR的丈量带宽是UMTS旗子暗记的占用带宽（FDD系统3.84MHz，TDD系统1.28MHz）。换句话说，ACLR/ACPR描述的是一种“对等的”滋扰：发射旗子暗记的泄露对同样或者类似的通信系统发生的滋扰。
这一定义是有非常主要的实际意义的。实际网络中同小区邻小区还有附近小区常常会有旗子暗记泄露过来，以是网规网优的过程实际上便是容量最大化和滋扰最小化的过程，而系统本身的邻道泄露对付临近小区便是范例的滋扰旗子暗记；从系统的另一个方向来看，拥挤人群中用户的手机也可能成为相互的滋扰源。
同样的，在通信系统的蜕变中，从来因此“平滑过渡”为目标，即在现有网络长进级改造进入下一代网络。那么两代乃至三代系统共存就须要考虑不同系统之间的滋扰，LTE引入UTRA即是考虑了LTE在与UMTS共存的环境下对前代系统的射频滋扰。
5、Modulation Spectrum / Switching Spectrum
而退回到GSM系统，ModulationSpectrum（调制谱）和Switching Spectrum（切换谱，也有称为开关谱的，对舶来品不同翻译的缘故）也是扮演了邻道泄露相似的角色。不同的是它们的丈量带宽并不是GSM旗子暗记的占用带宽。从定义上看，可以认为调制谱是衡量同步系统之间的滋扰，而切换谱是衡量非同步系统之间的滋扰（事实上如果不对旗子暗记做gating，切换谱一定是会把调制谱淹没掉的）。
这就牵扯到另一个观点：GSM系统中，各小区之间是不同步的，虽然它用的是TDMA；而比较之下，TD-SCDMA和之后的TD-LTE，小区之间是同步的（那个飞碟形状或者球头的GPS天线永久是TDD系统摆脱不了的桎梏）。
由于小区间不同步，以是A小区上升沿／低落沿的功率泄露可能落到B小区的payload部分，以是我们用切换谱来衡量此状态下发射机对邻信道的滋扰;而在全体577us的GSMtimeslot里，上升沿／低落沿的占比毕竟很少，多数时候两个相邻小区的payload部分会在韶光上交叠，评估这种情形下发射机对邻信道的滋扰就可以参考调制谱。
6、SEM (Spectrum Emission Mask)
讲SEM的时候，首先要把稳它是一个“带内指标”，与spurious emission区分开来，后者在广义上是包含了SEM的，但是着重看的实在是发射机事情频段之外的频谱泄露，其引入也更多的是从EMC（电磁兼容）的角度。
SEM是供应一个“频谱模版”，然后在丈量发射机带内频谱泄露的时候，看有没有超出模版限值的点。可以说它与ACLR有关系，但是又不相同：ACLR是考虑泄露莅临近信道中的均匀功率，以是它以信道带宽为丈量带宽，它表示的是发射机在临近信道内的“噪声底”；SEM反响的因此较小的丈量带宽（每每100kHz到1MHz）捕捉在临近频段内的超标点，表示的是“以噪声底为根本的杂散发射”。
如果用频谱仪扫描SEM，可以看到邻信道上的杂散点会普遍的赶过ACLR均值，以是如果ACLR指标本身没有余量，SEM就很随意马虎超标。反之SEM超标并不一定意味着ACLR不良，有一种常见的征象便是有LO的杂散或者某个时钟与LO调制分量（每每带宽很窄，类似点频）串入发射机链路，这时候即便ACLR很好，SEM也可能超标。
7、EVM（偏差矢量）
首先，EVM是一个矢量值，也便是说它有幅度和角度，它衡量的是“实际旗子暗记与空想旗子暗记的偏差”，这个量度可以有效的表达发射旗子暗记的“质量”——实际旗子暗记的点间隔空想旗子暗记越远，偏差就越大，EVM的模值就越大。
在（一）中我们曾经阐明过为什么发射旗子暗记的信噪比不是那么主要，缘故原由有二：第一是发射旗子暗记的SNR每每远远高于吸收机解调所须要的SNR；第二是我们打算吸收灵敏度时参考的是吸收机最恶劣的情形，即在经由大幅度空间衰落之后，发射机噪声早已淹没在自然噪声底之下，而有用旗子暗记也被衰减到吸收机的解调门限附近。
但是发射机的“固有信噪比”在某些情形下是须要被考虑的，譬如近间隔无线通信，范例的如802.11系列。
802.11系列演进到802.11ac的时候，已经引入了256QAM的调制，对付吸收机而言，即便不考虑空间衰落，光是解调这样高阶的正交调制旗子暗记就已经须要很高的信噪比，EVM越差，SNR就越差，解调难度就越高。
做802.11系统的工程师，每每用EVM来衡量Tx线性度；而做3GPP系统的工程师，则喜好用ACLR/ACPR/Spectrum来衡量Tx线性性能。
从起源上讲，3GPP是蜂窝通信的演进道路，从一开始就不得不关注邻信道、隔信道（adjacent channel, alternative channel）的滋扰。换句话说，滋扰是影响蜂窝通信速率的第一大障碍，以是3GPP在演进的过程中，总是以“滋扰最小化”为目标的：GSM时期的跳频，UMTS时期的扩频，LTE时期RB观点的引入，都是如此。
而802.11系统是固定无线接入的演进，它是秉承TCP/IP协议精神而来，以“尽最大能力的做事”为目标，802.11中常常会有时分或者跳频的手段来实现多用户共存，而布网则比较灵巧（毕竟以局域网为主），信道宽度也灵巧可变。总的来说它对滋扰并不敏感（或者说容忍度比较高）。
普通的讲，便是蜂窝通信的起源是打电话，打不通电话用户会去电信局砸场子；802.11的起源是局域网，网络不好情形下大概率是先耐着性子等等（实在这时候设备是在作纠错和重传）。
这就决定了3GPP系列一定以ACLR/ACPR一类“频谱再生”性能为指标，而802.11系列则可以以捐躯速率来适应网络环境。
详细说来，“以捐躯速率来适应网络环境”，便是指的802.11系列中以不同的调制阶数来应对传播条件：当吸收机创造旗子暗记差，就立即关照对面的发射机降落调制阶数，反之亦然。前面提到过，802.11系统中SNR与EVM干系很大，很大程度上EVM降落可以提高SNR。这样我们就有两种路子改进吸收性能：一是降落调制阶数，从而降落解调门限；二是降落发射机EVM，使得旗子暗记SNR提高。
由于EVM与吸收机解调效果密切干系，以是802.11系统中以EVM来衡量发射机性能（类似的，3GPP定义的蜂窝系统中，ACPR/ACLR是紧张影响网络性能的指标）；又由于发射机对EVM的恶化紧张由于非线性引起（譬如PA的AM-AM失落真），以是EVM常日作为衡量发射机线性性能的标志。
7.1、EVM与ACPR/ACLR的关系
很难定义EVM与ACPR/ACLR的定量关系，从放大器的非线性来看，EVM与ACPR/ACLR该当是正干系的：放大器的AM-AM、AM-PM失落真会扩大EVM，同时也是ACPR/ACLR的紧张来源。
但是EVM与ACPR/ACLR并不总是正干系，我们这里可以找到一个很范例的例子：数字中频中常用的Clipping，即削峰。Clipping是减少发射旗子暗记的峰均比（PAR），峰值功率降落有助于降落通过PA之后的ACPR/ACLR；但是Clipping同时会危害EVM，由于无论是限幅（加窗）还是用滤波器方法，都会对旗子暗记波形产生损伤，因而增大EVM。
7.2、PAR的源流
PAR（旗子暗记峰均比）常日用CCDF这样一个统计函数来表示，其曲线表示的是旗子暗记的功率（幅度）值和其对应的涌现概率。譬如某个旗子暗记的均匀功率是10dBm，它涌现超过15dBm功率的统计概率是0.01%，我们可以认为它的PAR是5dB。
PAR是当代通信系统中发射机频谱再生（诸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的主要影响成分。峰值功率会将放大器推入非线性区从而产生失落真，每每峰值功率越高、非线性越强。
在GSM时期，由于GMSK调制的衡包络特性，以是PAR=0，我们在设计GSM功放的时候常常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之后，8PSK调制不再是衡包络，因此我们每每将功放的均匀输出功率推到P1dB以下3dB旁边，由于8PSK旗子暗记的PAR是3.21dB。
UMTS时期，无论WCDMA还是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。缘故原由是码分多址系统中旗子暗记的干系性：当多个码道的旗子暗记在时域上叠加时，可能涌现相位相同的情形，此时功率就会呈现峰值。
LTE的峰均比则是源自RB的突发性。OFDM调制是基于将多用户／多业务数据在时域上和频域上都分块的事理，这样就可能在某一“韶光块”上涌现大功率。LTE上行发射用SC-FDMA，先用DFT将时域旗子暗记扩展到频域上，即是“平滑”掉了时域上的突发性，从而降落了PAR。
8、射频滋扰指标汇总
这里的“滋扰指标”，指的是出了吸收机静态灵敏度之外，各种施加滋扰下的灵敏度测试。实际上研究这些测试项的由来是很故意思的。
我们常见的滋扰指标，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。
8.1、Blocking（壅塞）
Blocking实际上是一种非常古老的RF指标，早在雷达发明之初就有。其事理因此大旗子暗记注意灌输吸收机（常日最遭殃的是第一级LNA），使得放大器进入非线性区乃至饱和。此时一方面放大器的增益骤然变小，另一方面产生极强非线性，因而对有用旗子暗记的放大功能就无法正常事情了。
另一种可能的Blocking实在是通过吸收机的AGC来完成的：大旗子暗记进入吸收机链路，吸收机AGC因此产生动作降落增益以确保动态范围；但是同时进入吸收机的有用旗子暗记电平很低，此时增益不敷，进入到解调器的有用旗子暗记幅度不足。
Blocking指标分为带内和带外，紧张是由于射频前端一样平常会有频带滤波器，对付带外blocking会有抑制浸染。但是无论带内还是带外，Blocking旗子暗记一样平常都是点频，不带调制。事实上完备不带调制的点频旗子暗记在现实天下里并不多见，工程上只是把它简化成点频，用以（近似）替代各种窄带滋扰旗子暗记。
对付办理Blocking，紧张是RF着力，说白了便是把吸收机IIP3提高，动态范围扩大。对付带外Blocking，滤波器的抑制度也是很主要的。
8.2、AM Suppression
AM Suppression是GSM系统特有的指标，从描述上看，滋扰旗子暗记是与GSM旗子暗记相似的TDMA旗子暗记，与有用旗子暗记同步且有固定delay。
这种场景是仿照GSM系统中临近小区的旗子暗记，从滋扰旗子暗记的频偏哀求大于6MHz（GSM带宽200kHz）来看，这是很范例的临近小区旗子暗记配置。以是我们可以认为AM Suppression是一个反响GSM系统实际事情中吸收机对邻小区的滋扰容忍度。
8.3、Adjacent(Alternative) Channel Suppression (Selectivity)
这里我们统称为“邻信道选择性”。在蜂窝系统中，我们组网除了要考虑同频小区，还要考虑邻频小区，其缘故原由可以在我们之前谈论过的发射机指标ACLR/ACPR/Modulation Spectrum中可以找到：由于发射机的频谱再生会有很强的旗子暗记落到相邻频率中（一样平常来说频偏越远电平越低，以是邻信道一样平常是受影响最大的），而且这种频谱再生事实上是与发射旗子暗记有干系性的，即同制式的吸收机很可能把这部分再生频谱误认为是有用旗子暗记而进行解调，所谓喧宾夺主。
举个例子：如果两个相邻小区A和B恰好是邻频小区（一样平常会避免这样的组网办法，这里只是谈论一个极限场景），当一台注册到A小区的终端游走到两个校区交界处，但是两个小区的旗子暗记强度还没有到切换门限，因此终端依然保持A小区连接；B小区基站发射机的ACPR较高，因此终真个吸收频带内有较高的B小区ACPR分量，与A小区的有用旗子暗记在频率上重叠；由于此时终端间隔A小区基站较远，因此吸收到的A小区有用旗子暗记强度也很低，此时B小区ACPR分量进入到终端吸收机时就可以对原有用旗子暗记造成同频滋扰。
如果我们把稳看邻道选择性的频偏定义，会创造有Adjacent和Alternative的差异，对应ACLR/ACPR的第一邻道、第二邻道，可见通信协议中“发射机频谱泄露（再生）”与“吸收机邻道选择性”实际上是成对定义的。
8.4、Co-ChannelSuppression (Selectivity)
这种描述的是绝对的同频滋扰，一样平常是指两个同频小区之间的滋扰模式。
按照之前我们描述的组网原则，两个同频小区的间隔该当只管即便远，但是即便再远，也会有旗子暗记彼此泄露，只是强度高低的差异。对付终端而言，两个校区的旗子暗记都可以认为是“精确的有用旗子暗记”（当然协议层上有一组接入规范来戒备这种误接入），衡量终真个吸收机能否避免“西风压倒东风”，就看它的同频选择性。
8.5 射频滋扰指标总结
Blocking是“大旗子暗记滋扰小旗子暗记”，RF尚有周旋余地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression(Selectivity)这些指标，是“小旗子暗记滋扰大旗子暗记”，纯RF的事情意义不大，还是靠物理层算法为主。
Single-tone Desense是CDMA系统独占的指标，它有个特点：作为滋扰旗子暗记的single-tone是带内旗子暗记，而且间隔有用旗子暗记很近。这样就有可能产生两种旗子暗记落到吸收频域内：第一种是由于LO的近审察噪，LO与有用旗子暗记混频形成的基带旗子暗记、和LO相噪与滋扰旗子暗记混频形成的旗子暗记，都会落到吸收机基带滤波器的范围之内，前者是有用的旗子暗记而后者是滋扰；第二种是由于吸收机系统中的非线性，有用旗子暗记（有一定带宽，譬如1.2288MHz的CDMA旗子暗记）可能与滋扰旗子暗记在非线性器件上产生交调，而交调产物有可能同样落在吸收频域之内成为滋扰。
Single-tone desense的起源是北美在发起CDMA系统时，与原有的仿照通信系统AMPS采取了同一频段，两张网长期共存，作为后来者的CDMA系统必须考虑AMPS系统对自身的滋扰。
到这里我想起当年被称为“通则不动，动则不通”的小灵通，由于长期占用1900～1920MHz频率，以是天朝TD-SCDMA/TD-LTE B39的履行一贯是在B39的低段1880～1900MHz，直到小灵通退网为止。
教科书上对Blocking的阐明比较大略：大旗子暗记进入吸收机放大器使得放大器进入非线性区，实际增益变小（对有用旗子暗记的）。
但是这样很难阐明两种场景：
场景一：前级LNA线性增益18dB，昔时夜旗子暗记注意灌输使其达到P1dB的时候，增益是17dB；如果没有引入其他影响（默认LNA的NF等都没有发生变革），那么对全体系统的噪声系数影响实在非常有限，无非是后级NF在计入到总NF时分母变小了一点，对全体系统的灵敏度影响不大。
场景二：前级LNA的IIP3很高因此没有受影响，受影响的是第二级gain block（滋扰旗子暗记使其达到P1dB附近），在这种情形下全体系统NF的影响就更小了。
我在这里抛砖引玉，提出一个不雅观点：Blocking的影响可能分两部分，一部分是教科书上所讲的Gain受到压缩，另一部分实际上是放大器进入非线性区之后，有用旗子暗记在这个区域里发生了失落真。这种失落真可能包括两部分，一部分是纯粹的放大器非线性造成有用旗子暗记的频谱再生（谐波分量），另一部分是大旗子暗记调制小旗子暗记的Cross Modulation。（可以理解）
由此我们还提出另一个设想：如果我们要简化Blocking测试（3GPP哀求是扫频，非常费韶光），也容许以选取某些频点，这些频点涌现Blocking旗子暗记时对有用旗子暗记的失落真影响最大。
从直不雅观上看，这些频点可能有：f0/N和f0N（f0是有用旗子暗记频率，N是自然数）。前者是由于大旗子暗记在非线性区自身产生的N次谐波分量恰好叠加在有用旗子暗记频率f0上形成直接滋扰，后者是叠加在有用旗子暗记f0的N次谐波上进而影响到输出旗子暗记f0的时域波形——阐明一下：根据帕塞瓦尔定律，时域旗子暗记的波形实际上是频域基频旗子暗记与各次谐波的总和，当频域上N次谐波的功率发生变革时，时域上对应的变革便是时域旗子暗记的包络变革（发生了失落真）。
9、动态范围，温度补偿与功率掌握
动态范围，温度补偿和功率掌握很多情形下是“看不到”的指标，只有在进行某些极限测试的时候才会表现出它们的影响，但是本身它们却表示着RF设计中最风雅的部分。
9.1、发射机动态范围
发射机动态范围表征的是发射机“不危害其他发射指标条件下”的最大发射功率和最小发射功率。 “不危害其他发射指标”显得很宽泛，如果重视要影响，可以理解为：最大发射功率下不危害发射机线性度，最小发射功率下保持输出旗子暗记信噪比。
最大发射功率下，发射机输出每每逼近各级有源器件（尤其末级放大器）的非线性区，由此常常发生的非线性表现有频谱泄露和再生（ACLR/ACPR/SEM），调制偏差（PhaseError/EVM）。此时最遭殃的基本上都是发射机线性度，这一部分该当比较好理解。
最小发射功率下，发射机输出的有用旗子暗记则是逼近发射机噪声底，乃至有被“淹没”在发射机噪声中的危险。此时须要保障的是输出旗子暗记的信噪比（SNR），换句话说便是在最小发射功率下的发射机噪声底越低越好。
在实验室曾经发生过一件事情：有工程师在测试ACLR的时候，创造功率降落ACLR反而更差（正常理解是ACLR该当随着输出功率降落而改进），当时第一反应是仪表出问题了，但是换一台仪表测试结果依然如此。我们给出的辅导见地是测试低输出功率下的EVM，创造EVM性能很差；我们判断可能是RF链路入口处的噪声底就很高，对应的SNR显然很差，ACLR的紧张身分已经不是放大器的频谱再生、而是通过放大器链路被放大的基带噪声。
9.2、吸收机动态范围
吸收机动态范围实在与之前我们讲过的两个指标有关，第一个是参考灵敏度，第二个是吸收机IIP3（在讲滋扰指标的时候多次提到）。
参考灵敏度实际上表征的便是吸收机能够识别的最小旗子暗记强度，这里不再赘述。我们紧张谈一下吸收机的最大吸收电平。
最大吸收电平是指吸收机在不发生失落真情形下能够吸收的最大旗子暗记。这种失落真可能发生在吸收机的任何一级，从前级LNA到吸收机ADC。对付前级LNA，我们唯一可做的便是只管即便提高IIP3，使其可以承受更高的输入功率；对付后面逐级器件，吸收机则采取了AGC（自动增益掌握）来确保有用旗子暗记落在器件的输入动态范围之内。大略的说便是有一个负反馈环路：检测吸收旗子暗记强度（过低／过高）－调度放大器增益（调高／调低）－放大器输出旗子暗记确保落不才一级器件的输入动态范围之内。
这里我们讲一个例外：多数手机吸收机的前级LNA本身就带有AGC功能，如果你仔细研究它们的datasheet，会创造前级LNA会供应几个可变增益段，每个增益段有其对应的噪声系数，一样平常来讲增益越高、噪声系数越低。这是一种简化的设计，其设计思想在于：吸收机RF链路的目标是将输入到吸收机ADC的有用旗子暗记保持在动态范围之内，且保持SNR高于解调门限（并不苛求SNR越高越好，而是“够用就行”，这是一种很聪明的做法）。因此当输入旗子暗记很大时，前级LNA降落增益、丢失NF、同时提高IIP3；当输入旗子暗记小时，前级LNA提高增益、减小NF、同时降落IIP3。
9.3、温度补偿
一样平常来讲，我们只在发射机作温度补偿。
当然，吸收机性能也是受到温度影响的：高温下吸收机链路增益降落，NF增高；低温下吸收机链路增益提高，NF降落。但是由于吸收机的小旗子暗记特性，无论增益还是NF的影响都在系统冗余范围之内。
对付发射机温度补偿，也可以细分为两部分：一部分是对发射旗子暗记功率准确度的补偿，另一部分是对发射机增益随温度变革进行补偿。
当代通信系统发射机一样平常都进行闭环功控（除了略为“古老”的GSM系统和Bluetooth系统），因此经由生产程序校准的发射机，其功率准确度事实上取决于功控环路的准确度。一样平常来讲功控环路是小旗子暗记环路，且温度稳定性很高，以是对其进行温度补偿的需求并不高，除非功控环路上有温度敏感器件（譬如放大器）。
对发射机增益进行温度补偿则更加常见。这种温度补偿常见的有两种目的：一种是“看得见的”，常日对没有闭环功控的系统（如前述GSM和Bluetooth），这类系统常日对输出功率精确度哀求不高，以是系统可以运用温度补偿曲线（函数）来使RF链路增益保持在一个区间之内，这样当基带IQ功率固定而温度发生变革时，系统输出的RF功率也能保持在一定范围之内；另一种是“看不见的”，常日是在有闭环功控的系统中，虽然天线口的RF输出功率是由闭环功控精确掌握的，但是我们须要保持DAC输出旗子暗记在一定范围内（最常见的例子是基站发射系统数字预失落真（DPD）的须要），那么我们就须要将全体RF链路的增益比较精确的掌握在某个值旁边——温补的目的就在于此。
发射机温补的手段一样平常有可变衰减器或者可变放大器：早期精度稍低以及低本钱精度哀求较低的情形下，温补衰减器比较常见；对精度哀求更高的环境下，办理方案一样平常是：温度传感器＋数控衰减器／放大器＋生产校准。
9.4 发射机功率掌握
讲完动态范围和温度补偿，我们来讲一个干系的、而且非常主要的观点：功率掌握。
发射机功控是大多数通信系统中必需的功能，在3GPP中常见的诸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF设计中都是必需被测试、常常出问题、缘故原由很繁芜的。我们首先来讲发射机功控的意义。
所有的发射机功控目的都包含两点：功耗掌握和滋扰抑制。
我们首先说功耗掌握：在移动通信中，鉴于两端间隔变革以及滋扰电平高低不同，对发射机而言，只须要保持“足够让对方吸收机准确解调”的旗子暗记强度即可；过低则通信质量受损，过高则空耗功率毫无意义。对付手机这样以电池供电的终端更是如此，每一毫安电流都需锱铢必量。
滋扰抑制则是更加高等的需求。在CDMA类系统中，由于不同用户共享同一载频（而以正交用户码得以区分），因此在到达吸收机的旗子暗记中，任何一个用户的旗子暗记对付其他用户而言，都是覆盖在同一频率上的滋扰，若各个用户旗子暗记功率有高有高低，那么高功率用户就会淹没掉低功率用户的旗子暗记；因此CDMA系统采纳功率掌握的办法，对付到达吸收机的不同用户的功率（我们称之为空中接口功率，简称空口功率），发出功控指令给每个终端，终极使得每个用户的空口功率一样。这种功控有两个特点：第一是功控精度非常高（滋扰容限很低），第二是功控周期非常短（信道变革可能很快）。
在LTE系统中，上行功控也有滋扰抑制的浸染。由于LTE上行是SC-FDMA，多用户也是共享载频，彼此间也互为滋扰，以是空口功率同等同样也是必需的。
GSM系统也是有功控的，GSM中我们用“功率等级”来表征功控步长，每个等级1dB，可见GSM功率掌握是相对粗糙的。
9.5滋扰受限系统
这里提一个干系的观点：滋扰受限系统。CDMA系统是一个范例的滋扰受限系统。从理论上讲，如果每个用户码都完备正交、可以通过交织、解交织完备区分开来，那么实际上CDMA系统的容量可以是无限的，由于它完备可以在有限的频率资源上用一层层扩展的用户码区分无穷多的用户。但是实际上由于用户码不可能完备正交，因此在多用户旗子暗记解调时不可避免的引入噪声，用户越多噪声越高，直到噪声超过解调门限。 换而言之，CDMA系统的容量受限于滋扰（噪声）。
GSM系统不是一个滋扰受限系统，它是一个时域和频域受限的系统，它的容量受限于频率（200kHz一个载频）和时域资源（每个载频上可共享8个TDMA用户）。以是GSM系统的功控哀求不高（步长较粗糙，周期较长）。
9.6 发射机功率掌握与发射机RF指标
讲完发射机功控，我们进而谈论一下在RF设计中可能影响发射机功控的成分（相信很多同行都碰着过闭环功控测试不过的忧郁场景）。
对付RF而言，如果功率检测（反馈）环路设计无误，那么我们对发射机闭环功控能做的事情并不多（绝大多数事情都是由物理层协议算法完成的），最紧张的便是发射机带内平坦度。
由于发射机校准事实上只会在有限的几个频点上进行，尤其在生产测试中，做的频点越少越好。但是实际事情场景中，发射机是完备可能在频段内任一载波事情的。在范例的生产校准中，我们会对发射机的高中低频点进行校准，意味着高中低频点的发射功率是准确的，以是闭环功控在进行过校准的频点上也是无误的。然而，如果发射机发射功率在全体频段内不平坦，某些频点的发射功率与校准频点偏差较大，因此以校准频点为参考的闭环功控在这些频点上也会发生较大偏差乃至出错。
