详细来说，S/H是数据转换系统必须具备的系统功能模块，所用的模数转换器在进行转换期间，必须供应恒定且准确的仿照输入。逐次逼近类型模数转换器便是这种用法的一个示例。空想情形下，S/H会在接到HOLD命令之前“冻结”末了的瞬时输入电压，并将该电压原样供应给模数转换器，随后由模数转换器将该电压转换成相应的数字字。实际上，在履行S/H的过程中会涉及许多偏差成分。以是，本运用条记将磋商这些基本考量成分，以及具有代表性的器件拓扑和运用。
S/H放大器的基本操作
图1显示了S/H的一些基本信息，图1a是基本的S/H电路构造。图中显示，待数字化的仿照输入旗子暗记直接传输至电子开关S1。根据S1的状态，该旗子暗记将传输至保持电容CH，或者被拦截。开关S1的状态由S/H掌握线掌握，该掌握线是一个数字输入。
当S1关闭时，传输至CH的输入旗子暗记由A1缓存。该旗子暗记也可能传输至S/H输出端（本次谈论不考虑低通滤波器可能造成的影响）。如果在输入变革（与互换波形一样）期间，S1保持连接一段韶光，则该操作也可称为跟踪；也便是说，任何输入变革都会传输至输出。
a. 基本的S/H电路，由开关、保持电容和缓冲放大器组成
b. S/H波形，显示被采样的输入（顶部）、S/H掌握（中间）和S/H输出（底部）
图1.S/H基本信息
当S1打开时，末了的输入电压值作为电荷保留在CH上；也便是保持电压不变。A1连续读取该电压，直到进入下一个采样周期。图1b通过输入、输出和掌握波形展示了此操作。S/H电路用于实现各种旗子暗记处理功能；不仅可用于实现模数接口，还可用于实现更通用的仿照存储器功能，例如自稳零型放大器。
图1b中所示的S/H事情波形险些是空想波形，假设开关、跟踪、保持特性和负载/源抗扰性均是空想状态。但实际上，在该器件的各个状态（四个状态）下，都存在S/H偏差。这些状态包括：
(1) 保持采样转换
(2) 采样间隔
(3) 采样保持转换
(4) 保持间隔
采样/跟踪保持放大器
很明显，这些偏差对很多运用可能非常主要，对付高精度运用（>10位，或精度为0.1%或更低）则全部都很主要。详细的定义息争释如下文所述。
保持采样转换偏差
当器件从保持状态切换至采样状态时，这些偏差与韶光间隔干系。由于自末了一次采样电压之后，输入可能发生了很大变革（例如，可能是满量程），因此S/H必须重新获取输入旗子暗记，并再次在其额定精度范围内稳定下来。如图2所示。
采集韶光是S/H在收到采样命令后采集并跟踪输入旗子暗记所需的韶光。常日指定为满量程电平变革（-10V至+ 10V，反之亦然），由于这代表了获取任意电平旗子暗记所需韶光的最坏情形。输出必须假设所需的电平在额定偏差范围内，与转换或采样所需的精度水平同等。例如，可能是0.01%或0.1%。图2a所示为保持采样采集波形。
图2a.保持采样节点采集韶光，显示新旗子暗记采集（顶部）和S/H掌握（底部）
对付大幅度的保持采样变革，采集韶光的大部分都是初始摆动间隔。在这个高偏差间隔之后，输出可能过冲，随之将稳定在±2mV额定精度范围内；以20V刻度为例，该范围为±0.01%。把稳，当旗子暗记稳定并保持在额定偏差范围内时，采集韶光结束。
采集韶光是保持采样偏差的紧张组成部分，也是决定转换系统S/H部分事情速率的紧张成分。范例韶光为约几毫秒至0.1%或0.01%或更高的精度。采集韶光很大程度上取决于所用的保持电容的值，由于该电容（常日）会影响压摆率。
图2b所示为保持采样瞬态，即从保持模式转换至采样模式时产生的切换瞬态。把稳，纵然之前的保持电压和新样本之间相差不大，也会涌现这种瞬变。由于这种瞬变幅度可能远远超过S/H额定精度（可能多达几百毫伏），在确定输出电压样本有效之前，必须留出足够的韶光让这种瞬变消逝。
图2b.保持采样模式瞬态和建立韶光
由于该瞬态的建立韶光会延续到保持采样命令开始之后，系统时序必须许可此种情形。但是，实际上，与保持采样瞬态干系的建立韶光常日都远远短于采集韶光。因此，相称于最坏情形（或采集韶光）的韶光间隔常日都会自动考虑保持采样瞬态偏差及其干系的建立韶光。
采样偏差
在采样间隔内，S/H器件会像运算放大器一样跟踪输入旗子暗记。事实上，大部分S/H器件要么是专用运算放大器，要么是利用运算放大器（其特性非常适宜S/H利用）构建。因此，由于大部分S/H放大器都会降落至或等同于运算放大器电压跟随器或反相器，以是可以采取类似方法来打算它们的采样模式偏差。
S/H中的纯比例偏差常日可以被视为良性偏差，由于它们大体上可以通过校准调度来肃清。常日情形下，要实行此操作，模数基准源是一个非常方便的点，这样可以一次性肃清所有系统比例偏差。当然，这种方法适宜传统用法，例如一个模数转换器一个S/H。如果模数转换器之前有多个S/H，或者如果S/H只是其他电路的一部分，则须要通过增益比例电阻来调节局部增益。
在任何情形下，都必须理解最坏情形与空想S/H比例系数之间的偏差，并在打算偏差预算时考虑这种偏差。常日情形下，比例系数都为1 ±0.001%或更低的偏差。也便是与电压跟随器连接干系的增益偏差类型。
在利用增益电阻的情形下，例如当S/H用于同相增益而不是单位增益时，电阻公差会使这个偏差明显增大。对付反相模式操作S/H，无论如何，都必须利用增益比例电阻。无论在哪种情形下，在S/H芯片上安装运用电阻都是非常有利的，由于它们将得到更高的预调精度，以及最大偏移的技能规格。对付器件，比来的趋势是采取预调电阻来支持常用的增益-1、+2等。
把稳，虽然可以通过系统比例校准来调节实际增益（比例）偏差，但增益非线性并不等同于非可调偏差。
增益非线性是一个临界S/H偏差，它表现为与空想传输特性之间的偏差。此偏差分量是器件在其额定旗子暗记输出范围（常日为±10V）内运行时，与空想S/H增益数值（例如+1、+2、-1、 -2等）之间的动态偏差。其最大偏差分量常日是输入级共模偏差，这是跟随器类型连接中的范例情形（总体上最普遍）。在反相器类型连接中，共模偏差消逝，但电阻匹配偏差会成为偏差源。
在±10V旗子暗记范围内，S/H非线性范例值为0.001%至0.01%。显然，为了保持系统性能，S/H非线性必须优于利用的模数转换器所确立的整体非线性。对付S/H非线性，可以遵照一个很好的法则：数值应比转换器的基本分辨率高一个数量级。例如，0.01%或更好的S/H非线性度与10位转换器合营利用。把稳，用户可能须要根据S/H的共模抑制比(CMRR)打算非线性，例如80dB CMRR相称于0.01%的非线性。
偏移是指S/H输入接地时输入和输出之间的直流偏移。常日通过可选的微调电位计将其调节至零。范例的直流偏置规格为±2mV或以下。对付S/H运用，自身的纯偏移不是问题，由于在系统整体校准过程中，始终可以将其调节至零。也可以进行模数转换器微调校定时，以手动办法或通过软件完成。
失落调温度漂移则是另一回事，由于很难将其与实际旗子暗记区分开来。除非包含自稳零校准周期，否则S/H失落调漂移偏差分量无法降落，会随着温度变革产生偏差。S/H漂移的范例值为1至10µV/°C，无论是哀求更高的精度，还是须要广泛的温度范围，此偏差都属于严重偏差。
S/H失落调电压也会随电源电压而变革，这一点也该当解释。常日，电源抑制约为80dB或100µV/V。对付调节良好的电源或利用自动校准周期时，此参数常日不太主要。
建立韶光适用于输入电压快速变革的采样模式。跟踪输入旗子暗记时，S/H受到动态限定，这与其他运算放大器配置类似。
建立韶光由压摆率和小旗子暗记带宽决定，如果步终年夜幅变革，压摆率是主因。范例压摆率为5至10V/µs，建立韶光为5-10µs。正如采集韶光部分所述，确切规格很大程度上取决于保持电容。
采样保持转换偏差
孔径韶光或孔径延迟是指发出保持命令到实际打开S/H开关经由的韶光。对付快速变革的输入电压，在确定实际保持电压的过程中会产生偏差。由此产生的电压偏差将即是有效孔径韶光间隔内输入电压的变革。
图3大体显示了与孔径韶光干系的偏差，图3a显示孔径延迟如何在保持电压内产生偏差。对付快速变革的输入电压，在开关从开启到关闭期间，S/H电压以靠近1/2LSB的幅度变革。
图3a.与孔径干系的韶光/电压偏差。仿照输入/输出（顶部），采样/保持驱动（底部）。
作为孔径韶光影响的一样平常示例，考虑变革速率（旗子暗记斜率）为1 V/µs，以10ns孔径韶光采样的输入旗子暗记。由于与孔径韶光干系的dV/dt偏差，这会产生10mV采样偏差。
这种偏差常日很严重。有效孔径延迟可以通过按照标称孔径延迟时长提前在系统中实行保持命令来补偿，但这并非全部偏差。
去除标称孔径延迟之后，剩余的偏差称为孔径抖动（或不愿定性），它具有高旗子暗记斜率输入，是真正限定S/H采样偏差的成分。孔径抖动是指样本与样本之间的实际S/H开关时序的净变革量。这种抖动对孔径韶光干系偏差产生终极限定。对付1v /µs压摆率示例，1ns孔径抖动会导致±1mV电压不愿定性。
可以通过图形显示极限孔径韶光和由此产生的许可满量程电平正弦波输入频率之间的一样平常关系。如图3b所示。此图基于最大（满量程）正弦波输入频率，其偏差不超过1/2LSB。此频率fmax的打算公式如下：
图3b.各种孔径韶光和分辨率下的最大满量程输入正弦波频率(fmax)
个中π = 3.14，ta为限定孔径韶光，“n”为转换器的分辨率（单位：位）。
由于这些数据是针对限定孔径，以是可用于带有S/H的模数转换器，或者是单独的模数转换器操作。在后一种情形下，模数转换韶光将定义有效孔径韶光。
该数据清楚表明了在最大化许可输入频率时所采取的S/H的值。不带S/H的10µs 8位模数转换器支持的最大输出频率约为60Hz。另一方面，在利用孔径韶光仅为100ns的S/H时，相同的模数转换器支持6kHz最大频率。把稳，还存在一种更一样平常的关系；当转换分辨率增加时，fmax在给定的转换韶光内降落。以是，当分辨率或频率增加时，对S/H的需求变得更加关键。
显然，S/H内的孔径韶光越短越好，由于这样对合营利用的模数转换器造成的限定就越少。描述中引用的韶光对中速IC来说非常范例。S/H电路不是限定系统时序的终极成分，由于最大吞吐频率常日涌如今孔径韶光限定频率之前。
S/H偏移（也称为S/H“基座”、“跳变”或“步进”）是S/H进行采样保持转换时，瞬变电荷导致的仿照偏差。它是由所用S/H开关的有限电容造成的，在较小程度上是由布局和/或封装电容造成的。这些电容通过数字掌握旗子暗记的一部分直接馈送到保持电容。一样平常来说，由于寄生耦合电容在给定的器件和布局中是固定的，以是可以通过利用较大的保持电容来降落这种偏差。图4显示了这种影响。
图4.采样保持偏移（顶部），S/H掌握（底部）
此偏差可能为几mV，在有些情形下，可以利用小型外部耦合电容将反相掌握旗子暗记馈送至保持电容来进行补偿。一样平常来说，可以通过将数字掌握旗子暗记的峰峰电平降至绝对最小值，以及通过屏蔽/保护此旗子暗记和CH节点之间的耦合路径来减小这种偏差。
把稳，采样保持偏移并非始终这样来直接指定，特殊是在利用外部保持电容的IC器件中。在这种情形下，会给出电荷的技能规格，以pC为单位。在这些情形下，可以利用以下公式打算S/H偏移：
例如，利用1000pF CH进行10pC电荷传输将导致10mV S/H偏移。很显然，传输的电荷越小，此偏差也越小。在更好的器件内，电荷传输可能低至1 pC或更低。
与纯直流偏移一样，S/H偏移最初也被视为可调节偏差。但是，如果它随韶光、输入电压和/或温度改变，那么也必须考虑这些不稳定性。对付一些利用浮动开关（拜会图7b，类型2）的S/H器件，S/H偏移会随输入旗子暗记值变革。这显然不可取，由于如果无法补偿，则难以实现。S/H类型3（图7c）没有这个问题，由于其开关始终保持恒定电平（虚地）。
采样保持建立韶光是指S/H输出收到保持命令后，在额定精度范围内稳定下来所需的韶光。个中包括开关转换消隐的韶光。
保持间隔偏差
压降也叫倾斜，是指保持韶光间隔(∆t)内保持电压(∆V)的变革，由流入（或流出）保持电容的净泄电流导致。由于导致压降的电流可能是一个S/H至下一个S/H的符号，以是低落电流会导致电容上的电压升高或降落，如图5所示。但是，主要的是保持间隔内的偏差幅度，而不是该符号。压降由大略的电荷/电压关系决定：
图5.压降偏差（顶部），S/H掌握（底部）把稳，“压降”可以为正，也可为负。
个中，IL为泄电流，CH为保持电容的值。举例来说，对付100pF CH，电流降落1nA会导致10µV/µs压降。在10µs保持期间，这会产生最大100µV压降偏差，此偏差不是问题。
在给定的S/H器件中，电流IL按技能规格设定，CH则（常日）由用户掌握。以是，压降可通过CH调节，会随着CH增加而减小。
但是，这也须要权衡取舍。当CH增加以降落压降时，一样平常会使采集韶光延长。这是由于对CH充电以实现采集摆动所需的电流是固定的。以是，常日须要尽可能将泄电流IL保持在最低水平，以使压降最低。一样平常来说，此参数由S/H输出放大器的输入偏置电流和开关泄电流决定，常日随温度升高而升高。在高温下压降最大。把稳，用于打算压降的IL值应考虑到温度与净泄电流之间的关系。利用FET输入缓冲器时，温度每上升10°C，偏置电流翻倍。
实际上，中等温度下S/H中电压的范例低落率靠近1µV/µs，算的上很小的偏差。在打算最高温度下的最大偏置电流时，这种情形可能并非一贯保持不变。可以打算最高预期温度下的泄电流，以确定最差的电压低落率。
馈通是在保持（关闭）状态下，通过S/H开关的互换旗子暗记泄露导致的仿照偏差。与S/H偏移一样，它基本上由开关电容引起，但也会受到布局干系电容耦合的影响。由于开关电容和保持电容可以构成分压器，馈通会随保持电容增大而降落，就像压降和S/H偏移一样。馈通的影响如图6所示。
馈通一样平常由高频率下（例如10kHz）的满量程峰峰正弦输入指定。在良好的S/H中，它一样平常达到80dB（或更高）。这相称于0.01%（或更低）的馈通偏差。如果S/H是在多路复用器之后，该多路复用器能够在保持状态下选择高电平，且可能因旗子暗记馈通导致偏差，那么此参数非常主要。
图6.馈通偏差电压（顶部），S/H掌握（底部）
电介质接管
对付一些常见的电容类型，电介质不会在充电/放电周期后完备开释所有电能。这种征象导致的结果是：在保持模式持续一段韶光后，存储电压涌现偏差。可以利用某些电介质，尤其是薄膜来最大限度降落这种影响。应利用指定的低DA电介质，例如聚四氟乙烯、聚苯乙烯和聚丙烯。把稳，在利用外部CH，或者是利用外部CH来增强内部CH的S/H中，都须要考虑DA。
漂移和噪声
与采样模式下的S/H比较，保持模式下的S/H具有不同的漂移特性。在保持模式下，输出端只有输出缓冲放大器的漂移。在采样模式下，可能只有输出放大器的漂移，也可能是两个放大器串联产生漂移。
常日，保持模式下和采样模式下的漂移特性不同没有什么危害。转换常日在几微秒内完成，此时由温度变革导致的漂移偏差尚不是问题。当保持韶光异乎平凡的永劫，则需考虑这种偏差。
噪声则是另一种情形。例如，处于保持模式时，可以考虑图7中的S/H类型2和3。如果输出放大器的噪声过大，则会在保持期间显示，并随所需旗子暗记一起数字化。如果此噪声很高，且转换器的线性度并不低于1/2LSB，则某些代码会因噪音调制而出错。
MOSFET输入缓冲器输入电流极低，因而会用于一些S/H中。遗憾的是，这些缓冲器类型常日具有相对较高的输入电压噪声，这会限定某些运用的整体精度。JFET的输入电流不会像MOSFET那么低，但其噪声电压明显更低。
S/H设计类型
如今有大量S/H设备可用。除了非常高的性能限定外，大部分都采取几大类设计拓扑。以下部分先容这些设计拓扑，并针对每种拓扑展开大略谈论。理解不同的电路类型有助于针对给定运用选择得当的S/H。
与图1a中的基本电路一样，图7a中的电路也是实际S/H放大器类型。个中，A1、CH和开关的运行办法与之前所述的一样，但还添加了输入级缓冲器A2。
图7a.开环，级联跟随器S/H（类型1）
增加缓冲器可以提高CH的充电电流。这样可在不加载旗子暗记源的情形下，供应更快的采集速率。在这种S/H类型中，两个放大器都必须具有高压摆率、快速建立韶光、低失落调电压和低漂移才能得到最佳精度，由于这些偏差会累加。A1该当是一个FET输入器件，以最大限度减少CH负载，但对付A2却并非如此。这种S/H类型每每适用于高速采集。
图7b所示S/H配置的优点是，在采样模式下，两个放大器周围都返回了一个整体反馈环路。以是，在采样状态下，A1的偏差达到最小，虽然它们还是会在保持状态中显示。此电路的精度可能更高，但是由于多级环路动态构造，其整体建立特性可能有所降落。
图7b.闭环，跟随器输出S/H（类型2）
把稳，在这种类型的S/H连接中，可以将输入级接线，这样(+)和(-)输入端都可以连接外部选项，不过并非所有类型都能这样做。凭借这种灵巧性，S/H可以连接为（整体）反相或同相类型的S/H。运用电阻可能可用，也可能不可用。
图7c中的第三个电路也在两个运算放大器周围连接反馈环路，在这一点上，它具有与7b类似的上风。在这种情形下，开关在A1的虚地输入端事情，CH则是输出放大器级周围的积分电容。
图7c.闭环，积分输出S/H（类型3）
把稳，在这种类型的S/H连接中，输入级的(+)和(-)输入端也可按之前所述的方法利用。以是，这种类型可以连接为（整体）反相或同相类型的S/H。
S/H运用
履行采取当代化模数器件和S/H器件的转换系统并不是一件随意马虎的事，但其采取的硬件功能多样，将会大有助益。图8a所示的12位独立模数转换器 + S/H转换系统是一个连接示例，可以按图示轻松实现，也可以根据其他比例等轻松变动。
此电路利用一个AD585 S/H，在同相单位增益模式下连接，HOLD保持激活。该模数转换器为AD574A，连接用于实现单极0至+ 10V范围，其系统增益和偏置校准分别由R2和R1设置。AD574的状态输出驱动AD585 A1的HOLD输入，以实现尽可能低的S/H偏移。这须要在TTL级中进行反转。
如图所示，转换由转换旗子暗记发起，并从低落沿开始，状态线路随之进入高电平状态，S/H进入保持状态。对付12位转换，AD574A须要35µs（最大值）来实行转换。由状态低电平旗子暗记表示转换结束。
所示的模数转换器微调校准可改变系统增益和偏置，足以应对/H和模数偏差。
该系统的最大吞吐韶光由三个成分决定，如下所示。分别是：模数转换韶光、S/H孔径延迟和采样韶光。转换韶光为：
各韶光分别为35µs + 35ns + 3µs，或者总计38.035µs。还可以打算最大吞吐频率，以此韶光的倒数表示：
该频率假设每个周期只有一个样本；为了知足奈奎斯特准则哀求的每周期2个数据点，将频率减半。（还须要把稳的是，在S/H之前的任何额外的建立韶光也可能须要考虑，利用时可包括IA和/或多路复用器。）
图8a.带S/H的独立12位单极性模数转换器
在带有S/H放大器的高速逐次逼近模数转换运用中，潜在偏差源是来自模数转换器的回退偏差。逐次逼近模数转换器表示S/H的动态负载，而转换周期开始时的MSB负载会由于非零S/H输出阻抗，在模数转换器输入电压（S/H输出）上产生瞬变。如果S/H阻抗在高频率下不足低，回退偏差可能会超过LSB。
要办理这个问题，须要利用具有低阻抗输出级的S/H，或具有高反馈的S/H，以实现低回退偏差。如果阻抗足够低，可以使动态电压偏差忽略不计，那么模数转换器负载不会引发问题。AD585输出级用于实现低动态输出阻抗，以最小化此偏差。图8b所示为转换期间AD585输出驱动AD574A的放大照片，可解释这一点。把稳，MSB开关点上的负向瞬态偏差在持续韶光内低而短。
图 8b.AD585 S/H放大器的输出驱动AD574A，MSB转换
对付既须要快速采集韶光，也须要低低落率的运用，可以利用级联S/H同时知足这些相互冲突的性能参数。图9所示的是这样一个电路，HOLD1和HOLD2掌握线的驱动办法如时序图所示。基本理念是，级联的第一个S/H在第二个达到额定精度之前快速获取输入。然后，第一个S/H进入保持状态，第二个连续获取第一个（快速）S/H的输出端上涌现的“输入”。由于这构成了输入旗子暗记的串联路径，因此两个S/H的偏差会加在一起。
该电路利用两个串联的AD585，第一个常日配置用于实现快速采集。利用AD585的内部电容，该级将实现1mV/ms（最大）压降率。该级进行5µs（HOLD1旗子暗记的宽度）采样。第二个S/H对第一个的输出进行500µs（或HOLD2的宽度）采样。在这500µs期间，第一级的输出电压会低落，最高达0.5mV。这一样平常是HOLD2宽度（单位：ms）乘以1 mV/ms。
第二个AD585利用一个0.01µF外部CH，它会最大限度降落此级的电压降幅，降落100倍（第二级和第一级CH的比率）。之后，全体电路的有效压降变为0.5mV（第一级），加上0.01 mV/ms（第二级）。第二级的保持间隔达几十ms，以是，此级联S/H的净压降靠近500µs间隔的压降，在本例中为 0.5mV。
当然，此方案作出的取舍是：整体旗子暗记吞吐量降落。实际上，由于该运用本就打算与速率较慢的模数转换器合营利用，以是这种取舍可能只会造成很小或根本不会造成影响。此外，如果多路复用器之前利用了多个级联S/H，此方案可能非常有用，纵然很少对单个频道采样也能保持较高的整体吞吐率。把稳，就此级联的孔径韶光而言，有效fmax仍由两个S/H中的第一个决定。本示例所示是同相单位增益S/H。原则上，任一（或两个）S/H都可以利用其他比例。
对付布局，用户须要遵照一些主要的通用实用规则。只要利用外部CH，就须要把稳利用保护走线将与引脚7干系的PC走线包围起来。应将其连接至仿照地，连接此引脚的导线越短越好。外部CH该当是低DA型电容，其外部箔片连接至S/H输出（引脚8）。还请把稳，许多S/H运用可能永久不须要利用外部CH或引脚7。在这种情形下，可以沿封装附近切割引线，将拾取线路剪至最短。
图9.环路压降级联S/H
