深入理解差动放大年夜器_运算放年夜器_电阻

大学里的电子学课程解释了空想运算放大器的运用，包括反相和同相放大器，然后将它们进行组合，构建差动放大器。
图1所示的经典四电阻差动放大器非常有用，教科书和讲座40多年来一贯在先容该器件。

图1.经典差动放大器

该放大器的通报函数为：

若R1 = R3且R2 = R4，则公式1简化为：

这种简化可以在教科书中看到，但现实中无法这样做，由于电阻永久不可能完备相等。
此外，基本电路在其他方面的改变可产生意想不到的行为。
下列示例虽经由简化以显示出问题的实质，但来源于实际的运用问题。

差动放大器的一项主要功能是抑制两路输入的共模旗子暗记。
如图1所示，假设V2为5 V，V1为3 V，则4V为共模输入。
V2比共模电压高1 V，而V1低1 V.二者之差为2 V，因此R2/R1的\"大众空想\"大众增益施加于2 V.如果电阻非空想，则共模电压的一部分将被差动放大器放大，并作为V1和V2之间的有效电压差涌如今VOUT，无法与真实旗子暗记相差异。
差动放大器抑制这一部分电压的能力称为共模抑制(CMR)。
该参数可以表示为比率的形式(CMRR)，也可以转换为分贝(dB)。

在1991年的一篇文章中，Ramón Pallás-Areny和John Webster指出，假定运算放大器为空想运算放大器，则共模抑制可以表示为：

个中，Ad为差动放大器的增益，t为电阻容差。
因此，在单位增益和1%电阻情形下，CMRR即是50 V/V(或约为34 dB);在0.1%电阻情形下，CMRR即是500 V/V(或约为54 dB)——乃至假定运算放大器为空想器件，具有无限的共模抑制能力。
若运算放大器的共模抑制能力足够高，则总CMRR受限于电阻匹配。
某些低本钱运算放大用具有60 dB至70 dB的最小CMRR，使打算更为繁芜。

第一个次优设计如图2所示。
该设计为采取OP291的低端电流检测运用。
R1至R4为分立式0.5%电阻。
由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR为64 dB.幸运的是，共模电压离接地很近，因此CMR并非该运用中紧张偏差源。
具有1%容差的电流检测电阻会产生1%偏差，但该初始容差可以校准或调度。
然而，由于事情范围超过80°C，因此必须考虑电阻的温度系数。

图2.具有高噪声增益的低端检测

针对极低的分流电阻值，应利用4引脚开尔文检测电阻。
采取高精度0.1Ω电阻，并以几十分之一英寸的PCB走线直接连接该电阻很随意马虎增加10 mΩ，导致10%以上的偏差。
但偏差会更大，由于PCB上的铜走线温度系数超过3000 ppm.

分流电阻值必须仔细选择。
数值更高则产生更大的旗子暗记。
这是好事，但功耗(I2R)也会随之增加，可能高达数瓦。
采取较小的数值(mΩ级别)，则线路和PCB走线的寄生电阻可能会导致较大的偏差。
常日利用开尔文检测来降落这些偏差。
可以利用一个分外的四端电阻(比如Ohmite LVK系列)，或者对PCB布局进行优化以利用标准电阻。
若数值极小，可以利用PCB走线，但这样不会很精确。

商用四端电阻(比如Ohmite或Vishay的产品)可能须要数美元或更昂贵，才能供应0.1%容差和极低温度系数。
进行完全的偏差预算剖析可以显示如何在本钱增加最少的情形下改进精度。

有关无电流流过检测电阻却具有较大失落调(31mV)的问题，是\"大众轨到轨\"大众运算放大器无法一起摆动到负电源轨(接地)引起的。
术语\"大众轨到轨\"大众具有误导性：输出将会靠近电源轨——比经典发射极跟随器的输出级要近得多——但永久不会真正到达电源轨。
轨到轨运算放大用具有最小输出电压VOL，数值即是VCE(SAT)或RDS(ON)×ILOAD，。
若失落调电压即是1.25 mV，噪声增益即是30，则输出即是：1.25 mV×30 =±37.5 mV(由于存在VOS，加上VOL导致的35 mV)。
根据VOS极性不同，无负载电流的情形下输出可能高达72.5 mV.若VOS最大值为30μV，且VOL最大值为8 mV，则当代零漂移放大器(如AD8539)可将总偏差降落至紧张由检测电阻所导致的水平。

另一个示例如图3所示。
该示例具有较低的噪声增益，但它利用3 mV失落调、10-μV/°C失落调漂移和79 dB CMR的低精度四通道运算放大器。
在0 A至3.6 A范围内，哀求达到±5 mA精度。
若采取±0.5%检测电阻，则哀求的±0.14%精度便无法实现。
若利用100 mΩ电阻，则±5 mA电流可产生±500μV压降。
不幸的是，运算放大器随温度变革的失落调电压要比丈量值大十倍。
哪怕VOS调度为零，50°C的温度变革就会耗尽全部偏差预算。
若噪声增益为13，则VOS的任何变革都将扩大13倍。
为了改进性能，应利用零漂移运算放大器(比如AD8638、ADA4051或ADA4528)、薄膜电阻阵列以及精度更高的检测电阻。

图3.低端检测，示例2

图4中的设计用来丈量高端电流，其噪声增益为250.OP07C运算放大器的VOS最大额定值为150μV.最大偏差为150μV×250 = 37.5 mV.为了改进性能，采取ADA4638零漂移运算放大器。
该器件在–40°C至+125°C温度范围内的额定失落调电压为12.5μV.然而，由于高噪声增益，共模电压将非常靠近检测电阻两端的电压。
OP07C的输入电压范围(IVR)为2 V，这表示输入电压必须至少比正电轨低2 V.对付ADA4638而言，IVR = 3 V.

图4.高端电流检测

图5中的示例稍为繁芜。
目前为止，所有的等式都针对电阻而言;但更准确的做法是，它们应该将阻抗考虑在内。
在加入电容的情形下(无论是故意添加的电容或是寄生电容)，互换CMRR均取决于目标频率下的阻抗比。
若要滚降该示例中的频率相应，则可在反馈电阻两端添加电容C2，如常日会在反相运算放大器配置中做的那样。

图5.考试测验创建低通相应

如需匹配阻抗比Z1 = Z3和Z2 = Z4，就必须添加电容C4.市场上很随意马虎就能买到0.1%或更好的电阻，但哪怕是0.5%的电容售价都要高于1美元。
极低频率下的阻抗可能无关紧要，但电容容差或PCB布局产生的两个运算放大器输入端0.5 pF的差额可导致10 kHz时互换CMR低落6 dB.这在利用开关稳压器时显得尤为主要。

单芯片差动放大器(如AD8271、AD8274或AD8276)具有好得多的互换CMRR性能，由于运算放大器的两路输入处于芯片上的可控环境下，且价格常日较分立式运算放大器和四个精密电阻更为便宜。

为了滚降差动放大器的相应，某些设计职员会考试测验在两个运算放大器输入端之间添加电容C1以形成差分滤波器，如图6所示。
这样做对付仪表放大器而言是可行的，但对付运算放大器却不可行。
VOUT将会通过R2而高下移动，形成闭合环路。
在直流时，这不会产生任何问题，并且电路的表现与等式2所描述的相同等。
随着频率的增加，C1电抗低落。
进入运算放大器输入真个反馈降落，从而导致增益上升。
终极，运算放大器会在开环状态下事情，由于电容使输入短路。

图6.输入电容降落高频反馈

在波特图上，运算放大器的开环增益在–20dB/dec处低落，但噪声增益在+20 dB/dec处上升，形成–40dB/dec交越。
正如掌握系统教室上所学到的，它一定产生振荡。
一样平常而言，永久不要在运算放大器的输入端之间利用电容(极少数情形下例外，但本文不作谈论)。

结论

无论是分立式或是单芯片，四电阻差动放大器的利用都非常广泛。
为了得到稳定且值得投入生产的设计，应仔细考虑噪声增益、输入电压范围、阻抗比和失落调电压规格。