制作MMIC耦合器的最大略方法是利用两条足够靠近的传输线，以使它们的场模式彼此相互浸染。当微带传输线放置的间隔间隔即是或小于衬底高度时就会涌现这种情形。一个例子是图1所示的单段微带耦合线路定向耦合器，个中端口1处的功率输入传播到端口2，个中一些功率耦合到端口3，并且与端口2处的旗子暗记相位差为90°。而来到端口4的功率输出该当为零或非常小，因此该功率与输入功率的比率（以分贝为单位）称为耦合器的隔离度。耦合器质量的另一个衡量指标是方向性，它即是隔离度减去耦合因子，换句话说，与端口3的耦合功率比较，端口4更好地隔离了多少dB的功率。
图1、单段微带耦合线定向耦合器
耦合器设计为微带耦合线段，其长度为中央频率的四分之一波长。大略来说，微带线越靠近，耦合系数越高（以分贝为单位耦合度=20log（V3 / V1），个中V1和V3分别是端口1和3处的电压），并且传输到耦合端口的功率就越多。通过利用标准CAD仿照器中的等效元件调度λcenter/ 4微带线的宽度和间隔，可以轻松实现这种类型的耦合器的设计，并且Web上也可以得到详细的设计规则和文献。直通和耦合端口之间的90°相位差意味着这是一个正交耦合器，这在设计平衡式混频器时非常有用。
当传输线以这种办法耦合时，它们可以以两种模式传播：每条线上的电压相同的偶模式，以及每条线上的电压具有相反极性的奇模式。从这种类型的耦合器得到宽带相应的关键是确保两种模式的传播速率相同。这可以利用所谓的摆动线（wiggly line）耦合器来实现，个中耦合器的锯齿边缘使奇模式减慢到更靠近偶模式的传播速率。多节点方法还使设计职员能够得到更高的耦合因子，例如-3 dB，而单截面方法一样平常只能实现-10 dB至-20 dB这样的耦合度范例值。类似的宽带双路分路器是EG Cristal和L. Young 描述的多段耦合微带定向耦合器。
分支线耦合器如图2所示，分支线耦合器由微带长度构成，微带长度是中央频率波长的四分之一，个中两个具有与系统相同的特性阻抗（Z0）;其余两个的阻抗为（Z0/ sqrt(2)）。这种耦合器的耦合值常日相称高，例如-3 dB，耦合和发射旗子暗记的相位相差90°（正交），使这种耦合器成为稠浊耦合器。这只是分支线耦合器的一个例子;可以改变串联和分流臂的阻抗，以产生不同的耦合比。该耦合器的一个特色是所有端口都以直流办法连接，如果在混频器电路中利用，这可能是一个考虑成分。
图2、分支线耦合器
Rat-Race(环形)耦合器如图3所示，环形耦合器的微带传输线设计为中央频率波长的四分之一和四分之三，特色阻抗为Z0 /sqrt(2)。当它匹配微带圈并且在其它端口以不同的相位组合时它会对输入旗子暗记进行分路。旗子暗记在发射端口同相，与输入端口相差90°;它们也在耦合端口处于同相位，与输入端口相差270°，因此传输和耦合旗子暗记现在彼此相差180°的相位。该特性用于许多混频器电路中。旗子暗记在隔离端口处异相合路，因此功率不会从这里传播。关于这种电路类型的更多信息可以在干系文献中找到。
图3、环形（Rat-race）耦合器
Lange耦合器Lange耦合器，如图4所示，基本上是一个3dB耦合器，在与输入相对的两个端口之间均匀分配功率，个中一个端口与另一个端口的相位相差90°。设计原则在J. Lange的原始论文中描述，Lange耦合用具有大约一个倍频程的带宽。多个耦合线的走线宽度和间隔决定了阻抗和耦合度，而耦合线的长度决定了频率相应。耦合线部分的长度约为最低事情频率下的耦合线波长的四分之一，而最高事情频率下的半波长。由于键合线和多条线的组合补偿了奇模和偶模的色散，因此实现了这种宽带宽。
图4、 Lange耦合器
除了宽带宽（定义为范围/中央频率50％带宽）之外，它们的关键特性是从输入端口反射的功率耦合到隔离电阻器而不会再反射回输入端口。通过这种办法，两个不匹配的器件可以在两个背靠背Lange耦合器之间并联组合，如图5所示，并且仍旧能表现出来自全体电路的出色匹配特性。MC Tsai在文献中通过开拓基于Lange构造的锥形耦合线构造，展示了更高的2至15 GHz带宽。Lange耦合器的紧张缺陷是它们常日比其它MMIC组件大，如图6所示，个中Lange耦合器被折叠以占用MMIC上的最小空间，因此它们仅适用于10 GHz以上的频率。他们的另一个限定是他们只供应双路功率分离，因此必须将它们组合成树形构造，以供应4路，8路或16路功率分配。
图5、两个功率放大器安装在两个 Lange耦合器之间
图6、可变增益放大器中利用的折叠式Lange耦合器
威尔金森（ Wilkinson）功分器威尔金森（ Wilkinson）功分器也是一个3dB耦合器，在与输入相对的两个端口之间均匀分配功率，两个端口彼此同相。威尔金森（ Wilkinson）功分器常日可以分为两种类型，分布式和集总元件Wilkinsons功分器。分布式威尔金森类似于J. Wilkinson的原始论文中描述的N路功率分配器，但MMIC中的四分之一波传输线和隔离电阻现在实现为微带传输线和在半导体衬底上的薄膜NiCr。威尔金森设计的基本事理如图7所示，个中微带线的长度为λ/ 4，阻抗为sqrt(2)Z0，连接到公共节点的电阻与Z0具有相同的电阻。这些都成功地在共面波导（CPW）和微带线中，在频率高达110 GHz的MMIC上实现了。
图7、威尔金森双路功分器
分布式威尔金森合路器是低损耗元件，因此常用作功率放大器的终极输出合路器。它们还具有良好的隔离性，这意味着功率放大器将在许多合路器件中某个器件涌现故障的情形下功放的性能不会严重恶化。带宽也很好（常日为30％），并且四分之一波长长度的微带线使得器件能够良好地同相合路，纵然这些器件间隔很远。这种基于传输线的合路器也能够非常容忍MMIC工艺的变革。
Wilkinson合路器的紧张缺陷是它们物理尺寸很大，使得它们在低于10 GHz的频率下不得当，并且在高于（N=2）路合路时，不可能在平面构造中实现隔离电阻器关于公共节点的对称性，如图8中的三路威尔金森分路器所示。具有两个以上端口的合路器的办理方案是省略隔离电阻器。这不再是经典的威尔金森构造，设备之间的隔离度降落会恶化性能渐进退化的可能性，并增加奇模振荡的风险。但是，假设所有输出设备都是同相馈电的，则可以成功利用该构造。
图8、带隔离电阻的三路威尔金森分路器
集总（ lumped）器件Wilkinson只利用集总元件电容器和电感器来仿照四分之一波传输线（与传输线的等效电路类似）。范例的电路拓扑构造如图9所示，在混频器MMIC中用作RF和本振（LO）组合器的集总Wilkinson如图10所示。
图9、集总Wilkinson双路分路器的拓扑构造
图10、采取集总Wilkinson合路器的单端混频器MMIC
.集总Wilkinson的上风在于它非常紧凑，同时仍保持良好的带宽，隔离和工艺容差。缺陷是它比分布式Wilkinsons的损耗更大，因此，在功率放大器的末了一个增益级之前，每每会用于旗子暗记分离;而且，它的分离端口之间具有较少的空间隔离。在平面环境中设计大于双路的分离器也更困难。
分布式和集总Wilkinson组合器都集成在图11所示的J波段功率放大器MMIC中。紧凑在第一和第二以及第二和第三增益级之间可以看到集总的威尔金森分离器。较大的分布式Wilkinson组合器位于末了一级的输出匹配之后，并把RF功率一起输出到RFOW焊盘上。在该芯片中，末了一级的直流偏置通过较宽的四分之一波是非路短截线施加的，并沿分布式Wilkinson合路器馈送到有源器件上。
图11、利用分布式和集总Wilkinson分离器和合路器的功率放大器MMIC
分布式传输线合路器分布式传输线技能涉及利用各种宽度的传输线将功率放大器输出级的低FET阻抗转换为更高的输出负载阻抗。这种合路器的总体布局如图12所示，文献中的一个例子可以在干系文献中找到。一个限定成分是线损限定了最小走线宽度，因此，设计职员可以利用最大走线阻抗。该技能的其余两个缺陷是它是相称窄带（15％的相对带宽），并且须要外部T'型偏置。此外，该构造的尺寸每每非常大，因此在毫米波频率下才真正可行，同时必须把稳确保电路的奇模稳定性。
图12、分布式传输线合路器
行波合路器这些电路由AG Bert和D. Kaminsky 在文献中描述，由一组串联的不等功率分配器组成。例如，一个四路分路器由6 dB耦合器构成，接着是4.8 dB耦合器，接着是3 dB耦合器，如图13所示。6-dB耦合器占功率的四分之一，下一个耦合器占用剩余功率的三分之一，末了一个耦合器在末了两个端口之间分配剩余功率。结果是四分之一的入射功率耦合到四个输出端口中的每一个。
图13、行波四路分路器
干系文献中的两个例子利用片外设计，在一个封装内紧凑合成多个功率MMIC。KJ Russel在文献中进一步谈论了这种设计技能，可以运用于芯片设计中，但可能仅适用于毫米波频率。此串联连接的一个优点是，只需添加另一个具有10log10（N+1）耦合系数的功分器（个中N现在是分路器的总数），就可以在输入端添加额外的端口。唯一的限定端口数是能够准确地使各个功率分配用具有高耦合系数。
这种类型的合路器的优点包括宽带宽（50％），良好的隔离和低损耗，这有助于保持全体放大器的效率。缺陷则包括，这种合路器须要预先匹配的器件以及能够再现耦合器风雅特色的高分辨率工艺。
锥形传输线分路器（Tapered Transmission-Line Splitters）锥形传输线可用于形成N路分路器或者合路器，例如W.Yau和J.M. Schellenberg 以及N. Nagai，E。Matkawa和K. Ono 在相应的文献中利用的Dolph-Chebychev技能，如图14所示。设计方法从Dolph-Chebychev抽头传输线开始，将负载阻抗（50Ω）转换为一个低得多（50 /N Ω）的阻抗。锥形传输线的曲线确定带内回波损耗，长度设定频带的低端频率。然后将传输线的大部分分段成非均匀耦合传输线的部分，在相邻线之间具有隔离电阻网络。在[35]中规定了实现端口之间相等相位和幅度分配的一样平常条件，并且总之，解释任何线路与其相邻线路之间的电容必须相等，从每条线路到地面的耦合电容必须相同，并且至不相邻的走线之间的耦合电容必须可以忽略不计。然后根据其奇模和偶模剖析电路，以得出电阻器的值。由耦合线之间的电容的不对称性所引起的端口之间的任何后续不平衡都可以通过调度隔离电阻器的值来进行补偿。
图14、锥形传输线实现的六路分路器
这种类型构造的紧张优点是它非常宽带（100％）并且在保持良好端口隔离的同时可以得到平面N路分离。缺陷是，由于其尺寸，它仍旧紧张是片外技能，这可能将其限定在毫米波运用中。此外，这些器件还须要进一步设计匹配电路，因此设计技能并不大略。
